直擴(kuò)水聲通信機(jī)的碼同步技術(shù)研究

趙文龍,吳承安,王景景,牛秋娜

(青島科技大學(xué) 信息科學(xué)技術(shù)學(xué)院,山東 青島 266061)

直接序列擴(kuò)頻技術(shù)憑借多種獨(dú)特優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于軍民通信領(lǐng)域。擴(kuò)頻碼同步技術(shù)是擴(kuò)頻通信中的關(guān)鍵技術(shù),碼同步的好壞決定了通信機(jī)的性能。眾多國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)該技術(shù)進(jìn)行了研究和改進(jìn),目前研究熱點(diǎn)多集中在提高偽碼同步精度和速度上。

在偽碼捕獲部分,PAN 等[1]提出了基于離散多項(xiàng)式相位變換改進(jìn)的部分匹配濾波器和頻域快速傅里葉變換相結(jié)合(partial matched filters combined with fast Fourier transform,PMF-FFT)的捕獲算法,實(shí)現(xiàn)了偽碼相位和載波頻偏的并行捕獲,具有較快的捕獲速度。HOU 等[2]在PMF-FFT 方案基礎(chǔ)上進(jìn)行了改進(jìn),在捕獲模塊和跟蹤模塊間加上精細(xì)的頻率估計(jì)模塊,提高了系統(tǒng)的捕獲精度。但對(duì)于長(zhǎng)擴(kuò)頻碼,PMF-FFT 算法系統(tǒng)復(fù)雜度高,實(shí)現(xiàn)難度較大,且使用到匹配濾波器的捕獲法幾乎都存在占用硬件資源多、硬件平臺(tái)兼容性差的問(wèn)題。MUHAMMAD 等[3]采用一種常用的基于快速傅里葉變換(fast Fourier transform,FFT)的捕獲法捕獲直擴(kuò)信號(hào),并行搜索偽碼相位,串行搜索載波頻偏。楊偉君等[4]在基于FFT 的捕獲法基礎(chǔ)上進(jìn)行了改進(jìn),提出利用差分譯碼技術(shù)緩解載波頻偏的影響,先求出偽碼相位,再利用解擴(kuò)后的數(shù)據(jù)求載波頻偏。但該方法降低了接收信號(hào)的信噪比,且增加了硬件的使用量。

在偽碼跟蹤部分,WANG 等[5]提出了一種對(duì)偶結(jié)構(gòu)的非相干碼跟蹤環(huán),其包含粗跟蹤回路和細(xì)跟蹤回路,該方法在跟蹤精度和收斂時(shí)間之間取得較好的平衡,并且擁有較好的魯棒性。XIAO 等[6]提出了基于迭代自適應(yīng)卡爾曼濾波的偽碼跟蹤算法,通過(guò)反復(fù)執(zhí)行前向跟蹤和后向估計(jì)獲得越來(lái)越精確的跟蹤結(jié)果,降低了載波同步誤差對(duì)碼跟蹤性能的影響。同時(shí),使用點(diǎn)積功率碼鑒別器性能評(píng)估算法優(yōu)化了碼鑒別方式,進(jìn)一步提高了碼跟蹤性能。這兩個(gè)方法都提升了偽碼跟蹤效果,但皆在不同程度上引入額外計(jì)算量。ROSADO 等[7]提出了一種基于卡爾曼濾波器的高靈敏度跟蹤結(jié)構(gòu),將卡爾曼濾波器的低復(fù)雜度和最優(yōu)性與測(cè)量信號(hào)處理相結(jié)合,仿真結(jié)果表明該結(jié)構(gòu)能夠在最低為15 dB的載噪比下穩(wěn)定跟蹤信號(hào)。孟生云等[8]對(duì)跟蹤鑒相曲線(xiàn)進(jìn)行了研究,提出基于相關(guān)曲線(xiàn)主瓣的二階中心矩?cái)U(kuò)展因子的性能評(píng)價(jià)方法,利用偽碼相關(guān)曲線(xiàn)主瓣在干擾前后的畸變情況,反映干擾對(duì)偽碼跟蹤性能的影響。這兩個(gè)方法具有較低的復(fù)雜度,且在仿真中取得了較好的效果,但還沒(méi)通過(guò)工程應(yīng)用的檢驗(yàn)。

為了解決上述問(wèn)題,本工作設(shè)計(jì)了一種低捕獲復(fù)雜度和寬跟蹤范圍的偽碼同步技術(shù)。并進(jìn)行了硬件實(shí)現(xiàn)和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)工作原理

直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的組成如圖1所示,由信源產(chǎn)生的信息碼元與偽碼序列進(jìn)行相乘,產(chǎn)生與后者相同速率的擴(kuò)頻序列,擴(kuò)頻序列對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制,這樣就得到了直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的發(fā)射信號(hào)。接收端對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行捕獲和跟蹤處理后,用與發(fā)送端同步后的偽碼序列對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò),然后進(jìn)行解調(diào)運(yùn)算,最后恢復(fù)出發(fā)端發(fā)送的信息碼元。

圖1 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)組成原理圖Fig.1 Schematic diagram of direct sequence spread spectrum system

2 改進(jìn)的偽碼同步技術(shù)

2.1 偽碼捕獲階段的改進(jìn)

2.1.1 FFT 相關(guān)計(jì)算的改進(jìn)

如果在時(shí)域直接計(jì)算兩個(gè)偽碼序列的相關(guān)值,將會(huì)產(chǎn)生巨大的計(jì)算量。因此,本文采用FFT 相關(guān)法將時(shí)域卷積運(yùn)算轉(zhuǎn)換為頻域相乘運(yùn)算,大幅降低計(jì)算量[8],具體公式如下

常用的擴(kuò)頻序列長(zhǎng)度為2n-1,經(jīng)過(guò)X倍上采樣后長(zhǎng)度為X(2n-1),而基2快速傅里葉變換運(yùn)算的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度需為2n',所以上采樣后的擴(kuò)頻序列長(zhǎng)度不符合要求。在進(jìn)行相關(guān)計(jì)算時(shí),一般會(huì)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行分段處理,每段的長(zhǎng)度與上采樣后的本地?cái)U(kuò)頻序列長(zhǎng)度保持一致。因此,本地?cái)U(kuò)頻序列和每段接收信號(hào)的長(zhǎng)度都需要進(jìn)行調(diào)整,本工作使用雙倍長(zhǎng)度補(bǔ)零法對(duì)兩者的長(zhǎng)度進(jìn)行拓展。對(duì)本地偽碼序列的處理方法為:復(fù)制該序列為兩段,在兩段序列中間補(bǔ)充L-2N個(gè)零,L=(2n″)min≥2N-1(N為上采樣后的擴(kuò)頻序列長(zhǎng)度)。對(duì)接收信號(hào)的處理方法為:先對(duì)接收信號(hào)按照每段一個(gè)碼元的長(zhǎng)度進(jìn)行分段處理,再將各段進(jìn)行補(bǔ)零直至長(zhǎng)度為L(zhǎng)。

假設(shè)本地偽碼序列長(zhǎng)為127,上采樣倍數(shù)為1,則L=256,兩段偽碼序列中間補(bǔ)充2個(gè)零。如圖2所示,使用雙倍補(bǔ)零法改進(jìn)后FFT 相關(guān)計(jì)算結(jié)果和使用FFT 相關(guān)計(jì)算的結(jié)果完全相同,既滿(mǎn)足快速傅里葉變換算法要求,又沒(méi)有造成相關(guān)結(jié)果的額外損失。

圖2 使用雙倍補(bǔ)零法改進(jìn)的FFT相關(guān)計(jì)算效果圖Fig.2 Effect diagram of improved FFT correlation calculation using double zero filling method

2.1.2 載波頻偏搜索機(jī)制的改進(jìn)

水聲通信的載波頻偏公式為

其中f0為載波頻率,c為聲音在水中的傳播速度,v(t)表示收發(fā)信機(jī)間的相對(duì)運(yùn)動(dòng)速度。

本工作假設(shè)水聲通信場(chǎng)景為:收發(fā)兩端相對(duì)移動(dòng)速度為15 m·s-1,c為1 450 m·s-1,f0為14 kHz,使用擴(kuò)頻碼為m 碼,碼長(zhǎng)為127。該水聲通信場(chǎng)景符合大部分初步海試的要求,本文對(duì)載波頻偏搜索機(jī)制的改動(dòng)均基于此水聲通信場(chǎng)景,在其他水聲通信場(chǎng)景下也可使用類(lèi)似方法,但需對(duì)參數(shù)進(jìn)行調(diào)整。

傳統(tǒng)的偽碼捕獲法是時(shí)頻二維串行捕獲法,即在由偽碼步進(jìn)相位和載波頻偏搜索間隔構(gòu)成的二維空間進(jìn)行搜索,其捕獲效果如圖3 所示。而基于FFT 的偽碼捕獲法對(duì)偽碼相位進(jìn)行并行搜索,而對(duì)載波頻偏進(jìn)行串行搜索,比傳統(tǒng)時(shí)頻二維捕獲法速度更快,但無(wú)法滿(mǎn)足水聲通信系統(tǒng)對(duì)偽碼同步的速度越來(lái)越高的要求。因此,本工作對(duì)上述方法的載波頻偏搜索機(jī)制進(jìn)行了改進(jìn),改進(jìn)后的載波頻偏搜索機(jī)制如圖4所示。

圖3 時(shí)頻二維捕獲效果圖Fig.3 Effect diagram of time-frequency two-dimensional acquisition

圖4 改進(jìn)載波頻偏搜索機(jī)制后的流程圖Fig.4 Flow chart of improved carrier frequency offset search mechanism

首先,可根據(jù)(2)式粗略估計(jì)載波頻偏的搜索范圍,設(shè)置載波頻偏搜索間隔。其次,通過(guò)觀察圖3可以發(fā)現(xiàn),載波頻偏軸上的最大值和兩個(gè)相鄰值與其他相關(guān)結(jié)果有明顯區(qū)別。若像傳統(tǒng)捕獲法的做法按照順序進(jìn)行二維搜索,會(huì)導(dǎo)致大量無(wú)效計(jì)算?；诖?采用蓄水池抽樣算法對(duì)范圍內(nèi)的載波頻偏值進(jìn)行隨機(jī)排序,依據(jù)隨機(jī)順序進(jìn)行相關(guān)計(jì)算,將相關(guān)值與閾值進(jìn)行比較。如果超過(guò)閾值,則在載波頻偏軸上當(dāng)前相關(guān)結(jié)果附近再進(jìn)行兩次計(jì)算,取這3 個(gè)相關(guān)值中的最大值處的載波頻偏和偽碼相位作為本次捕獲的最終結(jié)果。在進(jìn)行下一次偽碼捕獲時(shí),優(yōu)先在上一次捕獲到的載波頻偏值附近進(jìn)行搜索,避免無(wú)必要的重復(fù)計(jì)算;若相關(guān)值無(wú)法超過(guò)閾值,排除已經(jīng)搜索過(guò)的載波頻偏值,然后再次使用蓄水池算法進(jìn)行隨機(jī)抽樣相關(guān)計(jì)算即可。

對(duì)載波頻偏值進(jìn)行排序的具體操作:N個(gè)載波頻偏值即N個(gè)元素,從N個(gè)元素中隨機(jī)等概率取出k個(gè)元素并按取的順序進(jìn)行排序,k即為蓄水池的大小。對(duì)第k+1到第N個(gè)元素進(jìn)行N-k次操作,在對(duì)第i(k+1≤i≤N)個(gè)元素操作時(shí),產(chǎn)生一個(gè)[0,i)之間的隨機(jī)數(shù)d,若d在[0,k-1]內(nèi),則用第i個(gè)元素替代第d個(gè)元素。當(dāng)完成對(duì)所有元素的操作后就得到了一個(gè)隨機(jī)序列,每個(gè)元素都是以等概率獲得的。改進(jìn)后的FFT捕獲算法如圖5所示。

圖5 改進(jìn)后的FFT捕獲算法原理圖Fig.5 Schematic diagram of improved FFT acquisition algorithm

2.2 偽碼跟蹤階段的改進(jìn)

無(wú)論何種跟蹤環(huán)路皆是利用擴(kuò)頻碼自相關(guān)函數(shù)的偶對(duì)稱(chēng)性來(lái)獲取擴(kuò)頻碼與接收信號(hào)的相位差。圖6是偽碼序列自相關(guān)函數(shù)曲線(xiàn)。

圖6 偽碼序列的自相關(guān)函數(shù)曲線(xiàn)Fig.6 Autocorrelation function curve of pseudo code sequence

通常擴(kuò)頻通信系統(tǒng)工作在信噪比較低的環(huán)境下,在該環(huán)境下極難提取相干載波,工程上多采用非相干環(huán)路。捕獲的載波頻偏值與實(shí)際值會(huì)有偏差,這要求跟蹤環(huán)路具有較好的容錯(cuò)性。因此本工作采用了全時(shí)間超前-滯后非相干相關(guān)同步跟蹤回路[10]。其原理如圖7所示。

圖7 全時(shí)間超前-滯后非相干相關(guān)同步跟蹤回路原理框圖Fig.7 Schematic block diagram of full time lead lag incoherent correlation synchronous tracking loop

圖6中r(t)為接收信號(hào),

其中,A為信號(hào)幅度,c(t-Td)為偽隨機(jī)序列,d(t-Td)為信息信號(hào),Td為傳輸延遲,f0為載波,φ0為隨機(jī)載波相位。

n(t)為噪聲信號(hào),可用下式進(jìn)行表示

其中nC(t)和nS(t)是相互獨(dú)立的零均值基帶高斯白噪聲。

收端擴(kuò)頻碼發(fā)生器分別產(chǎn)生超前和滯后Δ/2的兩路本地偽碼信號(hào),這兩路偽碼信號(hào)分別與本地振蕩器的輸出相乘得到兩路本地參考信號(hào)a1(t)和a2(t)。輸入信號(hào)與這兩路本地參考信號(hào)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。

本地振蕩器的輸出為

兩路本地參考信號(hào)分別為

噪聲信號(hào)分別與本地參考信號(hào)a1(t)和a2(t)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算輸出分別為(忽略2f0+fIF項(xiàng))

噪聲信號(hào)與擴(kuò)頻碼進(jìn)行相關(guān),相當(dāng)于對(duì)噪聲進(jìn)行擴(kuò)頻,降低了噪聲功率譜密度,對(duì)于擴(kuò)頻高增益系統(tǒng)后續(xù)可忽略噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響。

k1和k2為兩支路的增益,假設(shè)k1=k2=k,中頻濾波器的中心頻率為fIF,fIF即估計(jì)載波頻偏與實(shí)際載波頻偏的誤差,單邊等效噪聲帶寬為Bn,中頻濾波器的輸出分別是

中頻濾波器的帶寬只讓信息調(diào)制的信號(hào)通過(guò),所以在y1(t)中只需考慮c(t-Td)c(t-+ΔTc/2)中的直流和信息調(diào)制d(t)cos(2πfIFt+φ'0)的乘積分量。對(duì)于高處理增益的系統(tǒng):

其中Rc(τ)是擴(kuò)頻碼c(t)的自相關(guān)函數(shù)。

中頻濾波器的輸出z1(t)和z2(t)經(jīng)過(guò)平方器,平方器的輸出是基帶分量和中頻載波的倍頻分量。低通濾波器的作用是只讓基帶分量通過(guò),其濾除二次諧波后輸出為

其中式(16)即為鑒別器的鑒別特性曲線(xiàn)。

在模擬電路中,將鑒別器的輸出經(jīng)環(huán)路濾波后,控制VCO 的輸出,從而調(diào)整本地偽碼發(fā)生器的相位,降低剩余相差。在本工作中采用數(shù)字電路的做法,通過(guò)鑒相曲線(xiàn)直接控制本地偽碼器,使其按固定的步長(zhǎng)左移(或右移)本地偽碼。

當(dāng)擴(kuò)頻系統(tǒng)的增益很高時(shí),m序列的自相關(guān)函數(shù)可表示為

單Δ值的延遲鎖定環(huán)的跟蹤范圍為-Δ/2～+Δ/2,而雙Δ值的延遲鎖定環(huán)的跟蹤范圍為-Δ～+Δ,后者的跟蹤范圍是前者的兩倍。將Δ設(shè)置為2,將式(17)帶入式(16)得式(18)。

當(dāng)使用m序列且Δ=2時(shí),鑒別器的鑒相曲線(xiàn)如圖8所示。

圖8 鑒別器的鑒相曲線(xiàn)Fig.8 Phase discrimination curve of discriminator

3 硬件實(shí)現(xiàn)與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)

本系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)基于DSP 平臺(tái),采用TI 的TMS320C6747芯片,系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)原理圖如圖9所示。上位機(jī)通過(guò)串口向DSP發(fā)送不同指令以實(shí)現(xiàn)發(fā)送與接收功能,碼元的傳輸也是通過(guò)串口實(shí)現(xiàn)。DSP通過(guò)外部存儲(chǔ)器接口A(external memory interface A,EMIFA)連接模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter,ADC)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器(digital to analog converter,DAC),采用AN9238 做模數(shù)轉(zhuǎn)換,采用AN9767做數(shù)模轉(zhuǎn)換。通過(guò)定時(shí)器輸出PWM 控制ADC、DAC的采樣率。

圖9 DSP平臺(tái)系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)原理圖Fig.9 Schematic diagram of DSP platform system implementation

本系統(tǒng)在水箱環(huán)境下進(jìn)行了實(shí)驗(yàn),如圖10所示。

圖10 水箱實(shí)驗(yàn)圖Fig.10 Experimental drawing of water tank

3.2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置

由表1 可知,接收端的采樣率fs為203.2 kHz,碼元速率fb為40 bps,偽碼長(zhǎng)度為127,收發(fā)端載波頻率fc=f'c=14 kHz,偽碼速率Rc為5.08 kHz,碼片持續(xù)時(shí)間Tc=1/Rc。由于水箱環(huán)境無(wú)法真實(shí)模擬出載波頻偏效果,所以人為將發(fā)端的載波頻率加上固定125 Hz的偏移,即載波頻偏fd=125 Hz。設(shè)置載波頻率搜索范圍為f0-250 Hz到f0+250 Hz,載波頻偏搜索間隔為10 Hz。

表1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Table 1 Experimental parameters

采用巴特沃斯濾波器設(shè)計(jì)跟蹤環(huán)路中的中頻濾波器和低通濾波器,中頻濾波器的通帶較小頻率為60 Hz,通道較大頻率為120 Hz,阻帶較小頻率為40 Hz,阻帶較大頻率為140 Hz,通帶最大衰減1 dB,阻帶最小衰減為40 dB。低通濾波器的通帶邊界頻率為30 Hz,阻帶邊界頻率為80 Hz,通帶最大衰減1 dB,阻帶最小衰減為60 dB。

3.3 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)處理

DAC輸出的波形和ADC 采集的波形如圖11和圖12所示。

圖11 DAC輸出的波形Fig.11 Waveform of DAC output

圖12 ADC采集的波形Fig.12 Waveform of ADC acquisition

3.3.1 捕獲部分

首先將接收到的信號(hào)通過(guò)50 Hz的陷波器,濾除工頻干擾。然后進(jìn)入偽碼捕獲階段,從接收信號(hào)中截個(gè)數(shù)據(jù),即一個(gè)碼元長(zhǎng)度,調(diào)整本地偽碼與這段數(shù)據(jù)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。捕獲效果如圖13所示,偽碼相位為84,載波頻偏為f'd=120 Hz。

圖13 捕獲效果圖Fig.13 Capture effect

偽碼捕獲階段主要由偽碼相位搜索和載波頻偏搜索兩部分組成。在偽碼相位搜索部分,若直接進(jìn)行127 點(diǎn)的時(shí)域相關(guān)運(yùn)算,需要進(jìn)行(127)2=16 129次乘法運(yùn)算與127×126=16 002次加法運(yùn)算,使用雙倍補(bǔ)零法改進(jìn)的FFT 相關(guān)法需要進(jìn)行次乘法運(yùn)算,3×256×log2256=6 144次加法運(yùn)算,相對(duì)于時(shí)域相關(guān)計(jì)算乘法計(jì)算量減少81%,加法計(jì)算量減少61.6%。水箱實(shí)驗(yàn)共計(jì)采集120組水箱實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù),每組數(shù)據(jù)含90個(gè)碼元。傳統(tǒng)時(shí)頻串行捕獲法平均用時(shí)約為26.6 ms,改進(jìn)后的FFT 捕獲法平均用時(shí)約為7.9 ms,捕獲時(shí)間減少約70.3%。

3.3.2 跟蹤部分

捕獲結(jié)果的碼相位作為接收機(jī)本地的碼相位,fd'+f'c作為接收機(jī)本地振蕩器的頻率。跟蹤鑒相曲線(xiàn)如圖14(b)所示,橫坐標(biāo)為點(diǎn)數(shù),每點(diǎn)持續(xù)時(shí)間為1/fs,從A點(diǎn)到E點(diǎn)共160個(gè)數(shù)據(jù),160/fs=4Tc,從B點(diǎn)到D點(diǎn)為跟蹤范圍,共80個(gè)數(shù)據(jù),80/fs=2Tc,與圖8保持一致。C點(diǎn)即為收發(fā)偽碼同步的位置,收端偽碼發(fā)生器即是根據(jù)跟蹤鑒相曲線(xiàn)調(diào)整偽碼向著減小跟蹤偏差的方向調(diào)整。相對(duì)于Δ=1的延遲鎖定環(huán)來(lái)說(shuō),跟蹤范圍擴(kuò)大了一倍,當(dāng)捕獲結(jié)果存在偏差時(shí)仍然能保證偽碼跟蹤效果,降低失鎖概率。

圖14 跟蹤鑒相曲線(xiàn)圖Fig.14 Tracking phase discrimination curve

當(dāng)本地偽碼序列與接收信號(hào)完全同步時(shí),使用該序列對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)運(yùn)算,這大大降低了干擾和噪聲信號(hào)的功率譜密度,并使得解調(diào)器輸入信號(hào)的信噪比顯著提高,提高了系統(tǒng)的抗干擾能力。

3.3.2 整體測(cè)試

分別采用改進(jìn)前和改進(jìn)后的偽碼同步算法對(duì)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)進(jìn)行處理。采用改進(jìn)方案系統(tǒng)的基帶信號(hào)眼圖如圖15(b)所示,眼睛輪廓清晰,眼睛張開(kāi)的幅度較為明顯。采用改進(jìn)方案系統(tǒng)的星座圖如圖16(b)所示,接收信號(hào)的星座圖更緊湊清晰,不同星座聚類(lèi)間的距離較大。即改進(jìn)后的偽碼同步算法對(duì)于偽碼的捕獲和跟蹤效果更好,載波頻偏誤差和偽碼相位誤差誤碼率更小,誤碼率更低。在水箱實(shí)驗(yàn)環(huán)節(jié),采用改進(jìn)方案系統(tǒng)的誤比特率低于10-4。

圖15 眼圖對(duì)比Fig.15 Eye chart comparison

圖16 星座圖對(duì)比Fig.16 Constellation comparison

但水箱環(huán)境下多徑效應(yīng)的影響更為突出,噪聲多為功率較低的人為噪聲。為此對(duì)系統(tǒng)的抗高斯白噪聲能力進(jìn)行了仿真測(cè)試,并與常見(jiàn)的水聲調(diào)制方式進(jìn)行對(duì)比,效果如圖17所示。改進(jìn)后直擴(kuò)系統(tǒng)的抗高斯白噪聲能力略有提升,但明顯強(qiáng)于2FSK、2PSK、QPSK 等調(diào)制方式。這表明改進(jìn)后的偽碼同步技術(shù)性能良好,具備較高的應(yīng)用價(jià)值。

圖17 抗高斯白噪聲能力對(duì)比Fig.17 Comparison of ability to resist Gaussian white noise

4 結(jié)語(yǔ)

本工作研究并改進(jìn)了直接序列擴(kuò)頻的偽碼同步技術(shù)。在偽碼捕獲階段,采用了基于FFT 的偽碼捕獲法,使用雙倍補(bǔ)零法解決了運(yùn)算序列無(wú)法進(jìn)行基2傅里葉變換的問(wèn)題。針對(duì)常見(jiàn)的水聲通信場(chǎng)景,利用蓄水池抽樣算法改進(jìn)了載波頻偏的搜索機(jī)制,并優(yōu)先在上輪結(jié)果附近進(jìn)行搜索,有效減少了計(jì)算量。在偽碼跟蹤階段,使用全時(shí)間超前-滯后非相干相關(guān)同步跟蹤回路,由于其合理的設(shè)計(jì),捕獲階段造成的載波頻偏誤差不會(huì)對(duì)跟蹤效果造成影響。該環(huán)路采用雙Δ值的延遲鎖定環(huán),擴(kuò)大了跟蹤范圍,降低了失鎖概率。最后,基于DSP平臺(tái)實(shí)現(xiàn)了該技術(shù)并通過(guò)了水箱實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明改進(jìn)后的偽碼同步法提高了偽碼同步速度,降低了偽碼同步誤差。后期還需要開(kāi)展海試試驗(yàn)進(jìn)一步檢驗(yàn)系統(tǒng)性能。