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    基于時間控制技術(shù)的雙NMOS 降壓直流轉(zhuǎn)換器

    2024-03-04 05:11:06梁博文辛?xí)詫?/span>
    微處理機 2024年1期
    關(guān)鍵詞:流控功率管差分

    梁博文,辛?xí)詫?,?建,聶 彤

    (沈陽工業(yè)大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院,沈陽 110870)

    1 引言

    開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器是大部分電子系統(tǒng)的基本組成部分,特別是便攜式和手持式設(shè)備[1]。降壓轉(zhuǎn)換器,即buck 型DC-DC,在電池供電設(shè)備中無處不在,最常用作產(chǎn)生模擬、數(shù)字和射頻信號的集成電路的電源電壓。DC-DC 轉(zhuǎn)換器正朝著體積小、功耗低、效率高的方向發(fā)展[2-3]。以減少電流消耗為主要考慮,在此提出一種基于時間控制的雙NMOS 直流轉(zhuǎn)換器。此架構(gòu)使用時間作為處理變量,消除系統(tǒng)對寬帶寬誤差放大器、PWM 模塊、高分辨率ADC 和數(shù)字脈沖寬度調(diào)制器等的依賴。同時使用CMOS 級的類數(shù)字信號來工作。因此這一架構(gòu)是結(jié)合了數(shù)字控制和模擬控制雙方的優(yōu)點來實現(xiàn)其功能的。

    2 拓補結(jié)構(gòu)

    DC-DC 轉(zhuǎn)換器的作用是將一個電壓等級的直流電壓轉(zhuǎn)換為另一個電壓等級的直流電壓。根據(jù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中電感的不同連接方式,可以分別實現(xiàn)升壓、降壓和升降壓三種功能。如圖1 所示,即為buck 型DC-DC 轉(zhuǎn)換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[4]。

    圖1 Buck 型DC-DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    當(dāng)M1 導(dǎo)通、M2 截止時,電感左側(cè)電壓升高,電源電壓VIN給電感電容充電,負(fù)載電阻上流過負(fù)載電流,此時DC-DC 轉(zhuǎn)換器處于充電階段;當(dāng)M2 導(dǎo)通、M1 截止時,電感左側(cè)電壓低于右側(cè)電壓,但由于電感存在感應(yīng)電動勢,電流不能發(fā)生突變,電感繼續(xù)為負(fù)載供電,電流逐漸變小,當(dāng)電感電流小于負(fù)載電流時,電容將會開始放電來維持負(fù)載電流,此時處于續(xù)流階段。根據(jù)伏秒平衡,電感在穩(wěn)定工作時,一個周期內(nèi)電流的變化量是相等的,如下式:

    其中,T 為工作周期,D 為充電時間占整個周期的比例。在整個工作周期內(nèi),充電電流是間斷的,也就是占空比永遠(yuǎn)小于1,從而實現(xiàn)降壓轉(zhuǎn)換。

    3 傳統(tǒng)基于時間控制模式

    傳統(tǒng)基于時間控制的降壓轉(zhuǎn)換器基本架構(gòu)如圖2 所示,它由電壓-時間轉(zhuǎn)換器、時間控制補償模塊和DC-DC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)組成。電壓-時間轉(zhuǎn)換器將誤差電壓轉(zhuǎn)換為時間信號,并傳送至?xí)r間補償控制模塊。補償電路對時間信號進(jìn)行處理,實現(xiàn)PID 補償方式,輸出PWM 調(diào)制信號,對功率管實現(xiàn)控制[5]。

    圖2 傳統(tǒng)基于時間控制的降壓轉(zhuǎn)換器

    在時域控制技術(shù)中,使用壓控振蕩器(VCO)來實現(xiàn)電壓至?xí)r域的轉(zhuǎn)換和積分的功能[6]。傳統(tǒng)的時域控制技術(shù)架構(gòu)如圖3 所示。圖中,振蕩器將誤差電壓Ve轉(zhuǎn)換為頻率ωe,此時振蕩器的振蕩頻率可表示為:

    圖3 時域控制技術(shù)架構(gòu)圖

    其中ωfr是振蕩器的自由運行頻率,KVCO是壓控振蕩器的增益。在電路穩(wěn)定時,有:

    由于壓控振蕩器充當(dāng)電壓輸入,相位輸出的積分器不能直接驅(qū)動功率級。因此通過相位檢測器(PD)將參考時鐘相位和壓控振蕩器輸出相位進(jìn)行比較,生成控制功率管所需要的PWM 調(diào)制信號,進(jìn)而對功率管實現(xiàn)控制。

    4 電路改進(jìn)及分析

    4.1 控制架構(gòu)

    對傳統(tǒng)電路加以改進(jìn),加入控制架構(gòu),如圖4 所示。通過三個差分跨導(dǎo)器GmI、GmP和GmD將電壓信號轉(zhuǎn)化為電流信號,分別用于實現(xiàn)積分、比例和微分控制。積分環(huán)節(jié)的輸出電流控制兩個流控振蕩器RCCO 和FCCO。流控振蕩器是由多個反相器級聯(lián)組成,在環(huán)形振蕩器的基礎(chǔ)上增加了調(diào)節(jié)頻率變化的功能。當(dāng)輸入差分電壓等于零,即VREF=VFB時,振蕩器的自由運行頻率等于期望的開關(guān)頻率。比例和微分環(huán)節(jié)是通過GmP和GmI的輸出電流共同控制流控延遲線,將相位信號求和。此設(shè)計不僅有助于降低功耗,也能降低回路延遲,提高相位穩(wěn)定裕度。

    圖4 改進(jìn)電路原理圖

    積分環(huán)節(jié)的具體電路如圖5 所示。采用差分跨導(dǎo)的方式實現(xiàn)參考電壓和反饋電壓之間的比較。

    圖5 差分跨導(dǎo)流控振蕩器

    其中R1、R2、R3和R4與差分管構(gòu)成帶有負(fù)反饋的共源極,這樣不僅有助于提高輸出電流的線性度,也能降低增益,增強電路的穩(wěn)定性。此時,流控振蕩器的增益為:

    其中,GM是差分跨導(dǎo)器的增益。差分跨導(dǎo)將輸入電壓轉(zhuǎn)換為電流,來影響環(huán)形振蕩器每一級增益的延遲,實現(xiàn)對頻率的控制。因為相位是頻率的積分,所以CCO 作為電壓到相位的積分器,如下式:

    電流控制的延遲線用于比例和微分控制。流控延遲線由反相器延遲單元級聯(lián)構(gòu)成,如圖6 所示。用GmP實現(xiàn)比例控制。微分控制則是由RC 高通電路實現(xiàn)。通過跨導(dǎo)GmP和跨導(dǎo)GmI改變跨導(dǎo)電流,從而改變CCDL 的延遲。將積分、比例和微分這三個環(huán)節(jié)進(jìn)行組合,即可實現(xiàn)基于時間的PID 控制。

    圖6 比例、微分環(huán)節(jié)的流控延遲線

    4.2 驅(qū)動電路

    設(shè)計選用雙NMOS 功率管實現(xiàn)驅(qū)動功能,電路原理圖如圖7 所示。與PMOS 相比,使用NMOS 作為開關(guān)管,將在同等面積條件下獲得更小的導(dǎo)通電阻和寄生參數(shù)[7]。此設(shè)計對效率和瞬態(tài)響應(yīng)速度都有一定程度的提高。在驅(qū)動電路的設(shè)計過程中,增加“自舉電容”[8],通過功率管的交替導(dǎo)通,將高側(cè)開關(guān)管的柵極電壓“舉”至2 倍VIN,使其發(fā)揮出更好的“開關(guān)”作用。

    圖7 驅(qū)動電路原理圖

    驅(qū)動電路的主體是一個不交疊時鐘電路,用于產(chǎn)生一個合適大小的死區(qū)時間。同時增加電平遷移電路,實現(xiàn)內(nèi)部電壓到自舉電壓之間的轉(zhuǎn)換。

    5 整體仿真

    基于CSMC18BCD 工藝,在Cadence 中搭建并應(yīng)用Spectre 完成對改進(jìn)電路的仿真。電感大小選取為240nH,電容為22μF。在典型工藝角,溫度27℃,重載條件下(VIN=3.3 V,IRL=3 A),PWM 開關(guān)頻率f=4MHz,系統(tǒng)啟動過程仿真結(jié)果如圖8 所示。如圖9所示則為系統(tǒng)在滿載時的輸出紋波仿真結(jié)果。從圖中可以看出,輸出電壓VOUT為0.9 V,輸出電壓紋波為3.76mV。

    圖8 系統(tǒng)啟動過程仿真結(jié)果

    圖9 輸出電壓紋波

    經(jīng)仿真可知,整體控制架構(gòu)的功耗較小,僅使用7.6μA 的靜態(tài)電流即實現(xiàn)了電路控制。進(jìn)而得知,當(dāng)輸出電壓為0.9V、負(fù)載電流為1.5A 時,達(dá)到峰值效率85.71%。在負(fù)載范圍0~3A 內(nèi),整體效率均高于75%。與其他同類研究的性能進(jìn)行對比,比較結(jié)果如表1 所示。

    6 結(jié)束語

    設(shè)計基于CSMC18BCD 工藝,使用基于時間控制架構(gòu),將時間作為處理變量,有效降低了系統(tǒng)功耗。采用雙NMOS 功率管,設(shè)計實現(xiàn)了帶有“自舉功能”的不交疊驅(qū)動電路。與此同時,寄生參數(shù)和導(dǎo)通電阻明顯減小,提高了瞬態(tài)響應(yīng)速度。對系統(tǒng)進(jìn)行整體仿真,所得參數(shù)也較為理想。本設(shè)計以較低的靜態(tài)電流,有效降低了系統(tǒng)整體功耗,在實際使用中,將對節(jié)省能源起到重要作用。

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