電流型阻抗源升壓整流器

劉靜怡，李大飛，王煜坤

(1. 航空工業(yè)南京機(jī)電液壓工程研究中心，江蘇 南京 211106； 2. 南京航空航天大學(xué) 金城學(xué)院，江蘇 南京 211156)

0 引言

根據(jù)直流側(cè)儲(chǔ)能元件的不同，三相PWM整流器可分為電流型整流器(current source rectifier，CSR)和電壓型整流器(voltage source rectifier，VSR)。目前，在研究的深度、廣度以及實(shí)際應(yīng)用等方面，CSR均不及VSR。但是，隨著高溫超導(dǎo)材料的日臻成熟[1]和逆阻型IGBT(RB-IGBT)的不斷發(fā)展，它的效率和功率密度可以進(jìn)一步提高[2-3]，再加上動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、限流能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，CSR受到了更多關(guān)注。

2002年，彭方正教授提出一種新穎的整流器拓?fù)淅碚揫4-5]，它可以克服傳統(tǒng)整流器的不足，滿足了電能轉(zhuǎn)換更寬升降壓范圍的需求，同時(shí)提高了可靠性。此后，阻抗源整流器作為一種全新的拓?fù)涞玫搅藰I(yè)界的廣泛關(guān)注。

本文以三相電流型準(zhǔn)Z源PWM整流器作為研究對(duì)象，首先分析拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，了解其運(yùn)行機(jī)制。然后選擇一種控制策略，進(jìn)行整體系統(tǒng)設(shè)計(jì)并仿真。最后搭建1臺(tái)樣機(jī)，對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行驗(yàn)證。

1 電流型準(zhǔn)Z源整流器及其工作原理

Z源整流器的缺點(diǎn)是阻抗源電容電壓高于輸入電壓，而且啟動(dòng)沖擊大，體積質(zhì)量大，可靠性低?；诖?，彭方正教授又提出了準(zhǔn)Z源整流器拓?fù)鋄6]，如圖1所示，目前已在多個(gè)領(lǐng)域得到應(yīng)用[7-9]。

圖1 電流型準(zhǔn)Z源整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

下面分析其工作原理。三相整流橋可以認(rèn)為是等效電壓源iin。不同工作狀態(tài)下的等效電路如圖2所示。

圖2 電流型準(zhǔn)Z源整流器等效電路

假設(shè)L1=L2，C1=C2。

當(dāng)整流器處于非開路工作狀態(tài)，有：

IC=IL，iin=2IL+Id

(1)

式中iin為流入整流器電流。

當(dāng)整流器處于開路工作狀態(tài)，有：

IC=-(IL+Id)，iin=0

(2)

而在穩(wěn)態(tài)下，一個(gè)開關(guān)周期T中流過(guò)電容的電流平均值為0，記處于開路零狀態(tài)的時(shí)間為T0，處于非開路開關(guān)狀態(tài)的時(shí)間為T1。T0=T-T1。則：

(3)

(4)

因此，流出整流器電流在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值為：

(5)

(6)

(7)

又，非開路工作狀態(tài)下iin=2IL+Id，則：

(8)

由上可知，通過(guò)控制開路占空比d0的大小，可以實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能與輸出狀態(tài)的切換，從而改變輸出電壓與輸入母線電壓的變換比例，實(shí)現(xiàn)自由升降。為此，在阻抗源網(wǎng)絡(luò)加入開關(guān)管S7，以此控制d0，如圖3所示。

圖3 電流型準(zhǔn)Z源整流器整體控制策略

2 阻抗源網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)設(shè)計(jì)

由前文可知，流入到整流器中的電流為：

(9)

交流側(cè)參數(shù)設(shè)計(jì)與傳統(tǒng)電流型PWM整流器相同，在此不做贅述。以下從理論上介紹阻抗源參數(shù)的設(shè)計(jì)思路。

為了計(jì)算出阻抗源網(wǎng)絡(luò)中無(wú)源器件的具體參數(shù)，假設(shè)系統(tǒng)在運(yùn)行過(guò)程中，電容電壓和電感電流的方向不發(fā)生變化，即使它工作在CCM模式。下面進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。

2.1 阻抗源網(wǎng)絡(luò)電感設(shè)計(jì)

電感電流在整個(gè)系統(tǒng)運(yùn)行過(guò)程中均保持電流方向不變化。

在開路矢量狀態(tài)下，VC=VL=Vd/2，電感電流變化量為：

(10)

當(dāng)要求ΔIL≤ΔImax時(shí)，可得到阻抗源網(wǎng)絡(luò)電感的取值范圍為：

(11)

2.2 阻抗源網(wǎng)絡(luò)電容設(shè)計(jì)

電容電壓在整個(gè)系統(tǒng)運(yùn)行過(guò)程中均保持電壓方向不變化。

在非開路矢量狀態(tài)下，IC=IL。電容電壓變化量為：

(12)

當(dāng)要求ΔUC≤ΔUmax時(shí)，可得到阻抗源網(wǎng)絡(luò)電感的取值范圍為：

(13)

3 控制算法及實(shí)現(xiàn)

本系統(tǒng)采用常見的空間矢量調(diào)制方式、雙閉環(huán)控制策略以及基于PI調(diào)節(jié)器的軟件鎖相方法[10]，并在此基礎(chǔ)上加入了阻抗源電感電流前饋控制和基于電容電壓的虛擬阻尼設(shè)計(jì)。

3.1 阻抗源電感電流前饋控制

阻抗源整流器需要控制開路零矢量的作用時(shí)間，并用它來(lái)部分替代傳統(tǒng)SVPWM控制方法中的傳統(tǒng)零矢量作用時(shí)間，保持有效矢量的作用時(shí)間不變。為此，需要得到開路占空比d0。而將傳統(tǒng)CSR的雙閉環(huán)控制應(yīng)用到阻抗源整流器中，外環(huán)的反饋量不是流入直流側(cè)的電流iin，而是最終的輸出電流id，且開路零矢量的存在又給iin的檢測(cè)和控制帶來(lái)麻煩。

由式(6)分析可得，穩(wěn)態(tài)下，

因此加入IL的前饋PI控制策略——直接檢測(cè)阻抗源電感電流IL，并與給定值ILref相比較，誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到開路占空比d0。由于IL與d0有著密切的聯(lián)系，所以通過(guò)調(diào)節(jié)d0，能夠達(dá)到理想的系統(tǒng)電流增量，從而使輸出電流穩(wěn)定在目標(biāo)值(圖4)。

圖4 關(guān)于準(zhǔn)Z源電感電流IL的前饋PI控制

3.2 基于電容電壓的虛擬阻尼設(shè)計(jì)

針對(duì)網(wǎng)側(cè)LC濾波器的諧振問(wèn)題，主要有兩大類抑制措施，分別為無(wú)源阻尼方案與有源阻尼方案。本系統(tǒng)采用的是電容支路并虛擬電阻的有源阻尼方案，如圖5所示。

圖5 交流側(cè)單相電容支路并聯(lián)虛擬電阻

若是采用無(wú)源阻尼方案，則將RC直接并聯(lián)在網(wǎng)側(cè)LC濾波器環(huán)節(jié)中即可；而采用基于虛擬電阻的有源阻尼方案，需要通過(guò)軟件方式將阻尼電阻RC移至控制環(huán)路中，如圖6所示。其中GiC(s)為網(wǎng)側(cè)電流內(nèi)環(huán)控制器的傳遞函數(shù)，GPWM(s)為PWM調(diào)制與三相全橋網(wǎng)絡(luò)的等效傳遞函數(shù)。

圖6 等效虛擬電阻的有源阻尼控制內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)

接下來(lái)是算法的實(shí)現(xiàn)。由于LC濾波器的諧振頻率一般都在基頻以上，所以實(shí)際控制系統(tǒng)中減震電阻RC主要是針對(duì)除基波頻率外的高頻分量，這在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下很容易實(shí)現(xiàn)。電容電壓先轉(zhuǎn)換坐標(biāo)系，并通過(guò)高通濾波器得到其中的高頻分量，再根據(jù)電阻RC就能得到減震電流，同時(shí)與由功率因數(shù)控制算法得到dq軸指令電流疊加，就得到加入有源阻尼控制的指令電流，最后通過(guò)SVPWM技術(shù)產(chǎn)生6路PWM波控制各個(gè)功率管動(dòng)作達(dá)到減震效果(圖7)。

圖7 等效虛擬電阻的有源阻尼實(shí)現(xiàn)

4 仿真及結(jié)果分析

此次的課題為設(shè)計(jì)一個(gè)準(zhǔn)Z源升壓整流器。輸入電壓有效值40V，頻率50Hz；直流側(cè)電阻10Ω，開關(guān)頻率5kHz。仿真模型如圖8所示。

圖8 MATLAB整體仿真模型

首先對(duì)虛擬阻尼部分進(jìn)行仿真驗(yàn)證，在0.4s后加入有源阻尼控制，其前后交流側(cè)電流電壓如圖9所示。從仿真結(jié)果可知，加入了有源阻尼控制后，其交流側(cè)的THD降低了，由此可得所采用的有源阻尼抑制諧振的方式是有效的。

針對(duì)阻抗源電感電流的前饋控制部分，在0.4s前后設(shè)置不同的ILref，可以看到，IL和Id均能穩(wěn)定在給定值上。Id調(diào)節(jié)時(shí)間0.055s，穩(wěn)態(tài)誤差±0.3V，系統(tǒng)具有較好的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能(圖10)。

圖9 加入有源阻尼控制前后結(jié)果對(duì)比圖

圖10 阻抗源電感電流和直流側(cè)輸出電流

下面針對(duì)同一整流器拓?fù)洌潭繕?biāo)輸出值為10A，比較加入阻抗源前后，在不同輸入電壓下的輸出電流(如圖11所示)。

圖11 不同輸入電壓下的輸出電流

圖11(a)為同一傳統(tǒng)CSR在不同輸入電壓下得到的輸出電流波形。由圖可知，在輸入電壓有效值為45V和50V下，輸出無(wú)法達(dá)到10A；有效值為55V和60V下，輸出可以達(dá)到10A。圖11(b)為加入阻抗源之后所得到的電流波形。由圖可知，在輸入電壓有效值為45V到60V下，輸出均可以達(dá)到10A。

通過(guò)對(duì)比可以看出，阻抗源網(wǎng)絡(luò)的加入使得整流器的輸出電流能夠自由升降，驗(yàn)證了理論分析和控制策略的正確性，為以后的樣機(jī)設(shè)計(jì)提供了可靠的理論參考。

5 硬件設(shè)計(jì)及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了進(jìn)一步驗(yàn)證理論分析，本文按照仿真采用的參數(shù)，搭建了一個(gè)1kW能量等級(jí)的小型試驗(yàn)樣機(jī)，用來(lái)驗(yàn)證以上所論述內(nèi)容的正確性與可行性，實(shí)驗(yàn)參數(shù)及器件選型如下：

輸入電壓頻率：50Hz；

開關(guān)頻率：5kHz；

交流側(cè)電感：2mH，電容50uF；

直流電感：15mH，負(fù)載10Ω；

阻抗源電感：5mH，電容100 uF；

IGBT型號(hào)：IKW40T120；

二極管型號(hào)：IDP45E60；

DSP芯片：TMS320F28335；

CPLD芯片：EPM1270T144I5N。

下面通過(guò)仿真，進(jìn)行傳統(tǒng)電流型整流器與準(zhǔn)Z源電流型整流器的試驗(yàn)對(duì)比。給定直流側(cè)電流為10A，阻抗源增流6A，電網(wǎng)相電壓的有效值從45V變化到60V，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖12-圖15所示。

圖中示波器顯示的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，阻抗源型整流器所示曲線，依次為交流側(cè)電壓Ua、電流Ia，輸出電流Id和阻抗源電感電流IL；傳統(tǒng)整流器所示曲線依次為交流側(cè)電壓Ua、電流Ia，輸出電流Id。

1—Ua；2—Ia；3—Id；4—IL。圖12 電網(wǎng)電壓有效值為45 V的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

1—Ua；2—Ia；3—Id；4—IL。圖13 電網(wǎng)電壓有效值為50 V的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

1—Ua；2—Ia；3—Id；4—IL。圖14 電網(wǎng)電壓有效值為55 V的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

1—Ua；2—Ia；3—Id；4—IL。圖15 電網(wǎng)電壓有效值為60 V的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

電網(wǎng)相電壓有效值在45V和50V時(shí)，傳統(tǒng)CSR的直流側(cè)電流達(dá)不到給定的10A，原因是電網(wǎng)電壓過(guò)低，網(wǎng)側(cè)電流無(wú)法過(guò)大，否則會(huì)出現(xiàn)過(guò)調(diào)制狀態(tài)。對(duì)比同樣電網(wǎng)電壓下阻抗源CSR，由于阻抗源網(wǎng)絡(luò)的增流效果，直流側(cè)電流能夠達(dá)到10A。而電網(wǎng)電壓在55V和60V的情況下，兩種拓?fù)渚苓_(dá)到10A。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了仿真結(jié)果，證明了設(shè)計(jì)方案的可行性。

6 結(jié)語(yǔ)

本文選擇了電流型準(zhǔn)Z源整流器作為研究對(duì)象，進(jìn)行了原理分析，并完成了整體系統(tǒng)設(shè)計(jì)。在引入傳統(tǒng)的空間矢量調(diào)制方式及雙閉環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上，加入了阻抗源電感電流的前饋控制和有源阻尼控制，得到了更高的輸出范圍和更好的輸出波形，并通過(guò)仿真驗(yàn)證了整體控制策略的正確性。然后根據(jù)仿真結(jié)果，設(shè)計(jì)了1kW量級(jí)的樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，相關(guān)實(shí)驗(yàn)波形表明了控制策略和裝置的正確性和可行性。