基于稀疏陣列天線的FMCW 雷達(dá)測距系統(tǒng)設(shè)計(jì)?

向 臻，王 斌，李文博

(重慶郵電大學(xué)光電工程學(xué)院，重慶 400065)

隨著社會(huì)的發(fā)展以及工業(yè)的進(jìn)步，雷達(dá)被廣泛應(yīng)用于人們的生活中，如工程機(jī)械、工業(yè)液位[1－3]、醫(yī)療器械、汽車輔助駕駛[4－6]等。調(diào)頻連續(xù)波(Frequency Modulated Continuous Wave，F(xiàn)MCW)雷達(dá)因具有高分辨率、無距離盲區(qū)、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)勢，逐漸成為領(lǐng)域內(nèi)的研究熱點(diǎn)[7－10]。目前，低頻段的雷達(dá)主要應(yīng)用于近距離探測，而高頻段雷達(dá)主要應(yīng)用于遠(yuǎn)距離探測，因此雷達(dá)的距離測量范圍主要在于雷達(dá)所選擇的工作頻率以及其發(fā)射功率。2016 年，陳天琪等[11]報(bào)道了一款24 GHz FMCW 車載測距雷達(dá)。該雷達(dá)系統(tǒng)在12 m～90 m 范圍內(nèi)的測量誤差不超過10%。2018年，國外學(xué)者Jeon 等[12]報(bào)道了一款工作于W 波段的FMCW 雷達(dá)。該雷達(dá)具有兩路發(fā)射通道和兩路接收通道，并且擁有較高的發(fā)射功率，該雷達(dá)可以完成150 m 內(nèi)目標(biāo)的測量，實(shí)現(xiàn)了較大的測距范圍。

低頻段雷達(dá)主要應(yīng)用于近距離測量，因此雷達(dá)的測量精度成為了研究的重點(diǎn)。2014 年，梁宇強(qiáng)[13]設(shè)計(jì)了一款FMCW 雷達(dá)水位計(jì)。該雷達(dá)包括波形發(fā)生器、24 GHz 雷達(dá)傳感器、信號(hào)采樣與處理模塊和實(shí)時(shí)顯示模塊。雷達(dá)采用鋸齒調(diào)制波驅(qū)動(dòng)雷達(dá)傳感器工作。該水位計(jì)在7.5 m～8.0 m 范圍內(nèi)的相對測量誤差在±1%以內(nèi)。同年，Ju 等[14]設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于自動(dòng)駕駛的24 GHz FMCW 雷達(dá)。該雷達(dá)射頻模塊由一個(gè)發(fā)射機(jī)和一個(gè)由5 個(gè)單元組成的發(fā)射天線陣列組成。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該雷達(dá)系統(tǒng)在0.5 m～3.4 m 范圍內(nèi)誤差小于3 cm，實(shí)現(xiàn)了較好的測量精度。2017 年，陳阿輝[15]設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于物位測量的FMCW 雷達(dá)。該物位測量系統(tǒng)由五個(gè)部分組成，分別是信號(hào)處理與控制模塊、HART 通信模塊、電源模塊、紅外輸入與LCD 顯示模塊以及雷達(dá)收發(fā)模塊。測試結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的FMCW 雷達(dá)物位測量系統(tǒng)可以正常工作，測距精度為±15 mm，滿足工業(yè)現(xiàn)場的物位測量需求。2018 年，付炎松[16]研究并制作了一款工作于24 GHz 的汽車防撞雷達(dá)。在1 m～15 m 的靜態(tài)測量中，其誤差小于0.3 m。2021 年，何仁杰[17]研究并制作了一款液位測量雷達(dá)。在5 m 內(nèi)的誤差平均值為量程的2.6%，即平均誤差為0.13 m。雖然高頻段雷達(dá)主要應(yīng)用于遠(yuǎn)距離探測，但是依然有學(xué)者將其應(yīng)用于近距離探測，并取得了較好的效果。2018 年，姚金杰等[18]提出了基于122 GHz FMCW 測距雷達(dá)的活塞位移測量方法。通過設(shè)計(jì)聚焦透鏡，提高了122 GHz毫米波的穿透能力，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在2 m 液壓儲(chǔ)能器活塞測試中，測距誤差小于2 cm，實(shí)現(xiàn)了較高的精度。

此外雷達(dá)的分辨率也是領(lǐng)域內(nèi)研究的熱點(diǎn)之一，2020 年，張佳琦[19]設(shè)計(jì)了一款超寬帶雷達(dá)系統(tǒng)。該系統(tǒng)由超寬帶收發(fā)鏈路、超寬帶天線陣列和信號(hào)采集模塊組成。為滿足雷達(dá)系統(tǒng)對收發(fā)天線帶寬的需求，其設(shè)計(jì)了一款16 單元的印刷偶極子天線陣列，采用多節(jié)不等功分饋電網(wǎng)絡(luò)對天線單元饋電，天線測試結(jié)果表明，在4.5 GHz～6.5 GHz 頻段內(nèi)，回波損耗大于10 dB，增益大于15 dBi，該雷達(dá)具有2 GHz 的調(diào)制帶寬，實(shí)現(xiàn)了較高的分辨率。同年，國外學(xué)者Welp 等[20]提出了一款工作于94 GHz 的FMCW 雷達(dá)。該雷達(dá)具有26 GHz 的調(diào)制帶寬，并且發(fā)射功率高達(dá)19.7 dBm。該雷達(dá)具有較高的分辨率和較小的誤差，以及較大的測量范圍。

綜上可知，目前大多數(shù)的雷達(dá)設(shè)計(jì)均沒有對收發(fā)天線進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，大多采用成熟的射頻前端。而天線作為雷達(dá)系統(tǒng)中不可或缺的關(guān)鍵器件之一，其性能好壞直接決定了雷達(dá)的整體性能。因此，本文以雷達(dá)天線為基礎(chǔ)，首先設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于24 GHz 雷達(dá)測距系統(tǒng)的窄波束、低副瓣陣列天線，然后基于BGT24MTR11 芯片，設(shè)計(jì)、制作并測試了一款工作于24 GHz 的雷達(dá)測距系統(tǒng)。系統(tǒng)采用三角波線性連續(xù)調(diào)頻的方式，在1 m～10 m 范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了小于0.1 m 的測量誤差，可為工作于24 GHz 的FMCW 雷達(dá)測距系統(tǒng)設(shè)計(jì)提供參考。

1 測距原理與系統(tǒng)架構(gòu)

1.1 測距原理

本文采用三角波線性連續(xù)調(diào)頻的方式產(chǎn)生發(fā)射信號(hào)，因此發(fā)射信號(hào)的頻率隨時(shí)間呈現(xiàn)三角波的變化形式，接收信號(hào)的頻率隨時(shí)間也呈現(xiàn)三角波的變化，和發(fā)射信號(hào)相比，接收信號(hào)的頻率在時(shí)間上有一定的延遲，發(fā)射信號(hào)和接收信號(hào)頻率隨時(shí)間的變化如圖1 所示。

圖1 發(fā)射信號(hào)與接收信號(hào)的時(shí)頻原理示意圖

根據(jù)三角形相似可以得到:

式中:d為目標(biāo)距雷達(dá)的距離，c為光速，Tm為調(diào)制周期，B為調(diào)制帶寬，Δf為解調(diào)后的中頻頻率。

根據(jù)式(1)可知，當(dāng)確定了調(diào)制周期和調(diào)制帶寬后，目標(biāo)的距離和解調(diào)后的中頻頻率呈現(xiàn)線性關(guān)系，因此，只需要測量出解調(diào)后的中頻信號(hào)頻率即可求解出目標(biāo)的距離。

1.2 系統(tǒng)構(gòu)成

本文采用Infineon 公司推出的BGT24MTR11 芯片作為射頻收發(fā)電路模塊的核心器件。系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖2 所示。

圖2 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

雷達(dá)工作時(shí)，三角波調(diào)制信號(hào)發(fā)生電路產(chǎn)生的三角波控制BGT24MTR11 芯片的壓控振蕩器(VCO)，產(chǎn)生三角波調(diào)頻信號(hào)。調(diào)頻信號(hào)首先通過發(fā)射匹配電路，然后由發(fā)射天線發(fā)射，當(dāng)發(fā)射信號(hào)遇到目標(biāo)后發(fā)生反射，接收天線接收到反射信號(hào)，并通過接收匹配電路送入混頻器后，形成中頻信號(hào)，中頻信號(hào)經(jīng)過預(yù)處理后送入數(shù)據(jù)處理模塊中，進(jìn)行目標(biāo)距離信息的提取。

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

2.1 低副瓣稀疏陣列天線的設(shè)計(jì)

微帶天線陣列因具有較低的剖面高度、易于集成、增益容易調(diào)節(jié)、成本較低等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于雷達(dá)收發(fā)天線。寬波束天線在復(fù)雜環(huán)境下對目標(biāo)進(jìn)行測量時(shí)，中頻信號(hào)頻譜復(fù)雜，對信號(hào)處理的要求較高。而窄波束、低副瓣天線在復(fù)雜環(huán)境下可以有效地減弱環(huán)境的影響，頻譜相對純凈，相對于傳統(tǒng)的寬波束天線而言，窄波束天線在復(fù)雜環(huán)境中具有更大的優(yōu)勢。因此本文采用低副瓣、窄波束微帶陣列天線來接收和發(fā)射電磁波。設(shè)計(jì)中，首先利用切比雪夫低副瓣陣列綜合理論設(shè)計(jì)了一款8×8 的微帶天線陣列，采用基于遺傳算法優(yōu)化的稀疏布陣方式進(jìn)一步降低該天線的副瓣電平。將副瓣電平的預(yù)期值設(shè)置為－26 dB，利用MATLAB 綜合出8 元線陣的歸一化電流比為:

將上述電流比應(yīng)用于8×8 平面陣的設(shè)計(jì)中，陣元間距采用一個(gè)介質(zhì)波長。

圖3 為8×8 陣列天線的輻射方向圖仿真結(jié)果，8×8 陣列天線的主瓣最大增益為23.8 dBi，在φ＝0°和φ＝90°方向上的副瓣電平均在－26 dB 以下，天線陣列實(shí)現(xiàn)了低副瓣特性；并且天線陣列在φ＝0°和φ＝90°方向上的波束寬度均為12.5°左右，滿足窄波束的設(shè)計(jì)要求。

圖3 8×8 陣列輻射方向圖仿真結(jié)果

為了進(jìn)一步降低上述陣列天線的副瓣電平，采用遺傳算法對陣元分布進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)?；玖鞒虨?①選擇合適的稀疏率，生成隨機(jī)種群；②選擇合適的適應(yīng)度函數(shù)，并計(jì)算適應(yīng)度；③做選擇、交叉、變異運(yùn)算；④終止條件判斷；⑤滿足條件則輸出結(jié)果，不滿足條件則繼續(xù)迭代。

假設(shè)陣列平面位于yoz平面內(nèi)，并設(shè)陣元方向圖滿足全向性，則其陣列方向圖可表示為:

式中:Amn表示單元饋電幅度，dm和dn分別表示y方向和z方向的距離，λ為波長，θ0和φ0表示陣列的主瓣指向。

設(shè)計(jì)中，利用稀疏陣列的方式來對天線陣元分布進(jìn)行優(yōu)化，可以用fmn表示相應(yīng)陣元的工作狀態(tài)，fmn＝1 表示相應(yīng)位置上有陣元，fmn＝0 表示相應(yīng)位置上沒有陣元。則上述陣列方向圖可以表示為:

同時(shí)，為了保證稀疏后的陣列方向圖主瓣寬度不發(fā)生較大改變，則需要保證天線口徑不變，即天線陣列四個(gè)角上的單元需要保留下來；此外，為了簡化饋電網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，需要稀疏后的陣列具有一定的對稱性。因此需要對fmn進(jìn)行約束，其約束條件如下:

上述約束條件表示在平面陣的四個(gè)端點(diǎn)處存在陣元，并且平面陣的陣元分布滿足上下、左右均對稱。

圖4 為稀疏前與稀疏后陣列天線的輻射方向圖，可以發(fā)現(xiàn)，經(jīng)過稀疏布陣后，稀疏陣列方向圖相比于8×8 陣列方向圖的副瓣電平得到較為明顯的改善。稀疏陣列在φ＝90°方向上副瓣電平改善了4.5 dB，在φ＝0°方向上副瓣電平改善了6.8 dB。上述仿真結(jié)果表明，所采取的設(shè)計(jì)方法可有效地降低天線的副瓣電平值。

圖4 稀疏前后陣列天線的輻射方向圖。

針對該稀疏陣列天線設(shè)計(jì)了饋電網(wǎng)絡(luò)，并對該陣列進(jìn)行加工測試。稀疏陣列天線的模型如圖5所示。

圖5 稀疏陣列天線結(jié)構(gòu)

該稀疏陣列天線由48 個(gè)矩形單元組成，陣元分布是由8×8 的微帶陣列通過遺傳算法稀疏16 個(gè)陣元后的結(jié)果。為了方便饋電網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)和避免引起柵瓣，陣元間距采用一個(gè)波導(dǎo)波長。饋電網(wǎng)絡(luò)采用T 型功分結(jié)構(gòu)，利用串并聯(lián)混合結(jié)構(gòu)對單元進(jìn)行饋電。該天線陣列印制在厚度為0.508 mm 的Rogers 4350B 薄板上(介電常數(shù)為3.66，損耗角正切為0.001)。天線利用同軸線在其中心進(jìn)行饋電。

圖6 為稀疏陣列天線 和增益仿真與測試結(jié)果的對比圖。仿真得到的S11小于－10 dB的阻抗帶寬為1.38 GHz(23.35 GHz～24.73 GHz)，實(shí)測－10 dB阻抗帶寬為1.47 GHz(23.6 GHz～25.07 GHz)。測試結(jié)果相較于仿真結(jié)果帶寬基本保持不變，但整體向高頻移動(dòng)了250 MHz。仿真得到的天線增益為21.5 dBi，在工作頻段內(nèi)保持穩(wěn)定，測試得到的天線增益在21 dBi 附近波動(dòng)，但波動(dòng)范圍較小，增益穩(wěn)定性較好。

圖6 稀疏陣列天線S11和增益的仿真與測試結(jié)果

圖7 為稀疏陣列天線在φ＝0°和φ＝90°方向上輻射方向圖的仿真與測試結(jié)果對比圖，仿真中，在φ＝0°方向上的主瓣增益為21.5 dBi，副瓣電平為－28.8 dB，半功率波束寬度為13.4°；在φ＝90°方向上的主瓣增益為21.5 dBi，副瓣電平為－25 dB，半功率波束寬度為12.9°。測試結(jié)果表明，天線在φ＝0°和φ＝90°方向上的副瓣電平、增益、半功率波束寬度性能和仿真結(jié)果基本一致。

圖7 稀疏陣列天線輻射方向圖測試和仿真結(jié)果

2.2 三角波調(diào)制信號(hào)發(fā)生電路的設(shè)計(jì)

本文采用的雷達(dá)波形為三角波線性連續(xù)調(diào)頻波，因此需要一個(gè)三角波調(diào)制信號(hào)發(fā)生器。當(dāng)前大多數(shù)雷達(dá)采用直接數(shù)字綜合結(jié)合數(shù)模轉(zhuǎn)換器的方式實(shí)現(xiàn)調(diào)制信號(hào)的生成，這種方式通過軟硬件相結(jié)合，相比于由硬件電路產(chǎn)生三角波調(diào)制信號(hào)而言，該方法系統(tǒng)較為復(fù)雜，因此本文使用硬件電路直接實(shí)現(xiàn)三角波調(diào)制信號(hào)的產(chǎn)生，并根據(jù)VCO 對調(diào)制信號(hào)幅度的要求使用運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)了調(diào)制信號(hào)幅度的調(diào)整。ICL8038 是一種能夠產(chǎn)生高精度三角波、正弦波、方波等波形的芯片，并且所需外圍部件較少，頻率可由外部電阻和電容在0.001 Hz～300 kHz 范圍內(nèi)選擇，其產(chǎn)生的三角波非線性僅為0.1%，是作為三角波信號(hào)發(fā)生電路的良好選擇。圖8為三角波調(diào)制信號(hào)電路原理圖。

圖8 三角波調(diào)制信號(hào)電路原理圖

根據(jù)技術(shù)手冊，圖8 中R3和R4用于控制三角波的上升時(shí)間和下降時(shí)間，R3、R4和C3共同決定了三角波的頻率。按照系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求，采用上升時(shí)間和下降時(shí)間相等的三角波信號(hào)，并且三角波的頻率設(shè)置為300 Hz。對于給定的頻率有多種R和C可以選取，但為了獲取最佳的性能，電容充電電流的大小將會(huì)受到一些限制，參考技術(shù)手冊，充電電流小于1 μA和充電電流大于5 mA 是不可取的。當(dāng)將ICL8038 的7、8 引腳短接后，并采用單電源供電，電容的充電電流可由以下公式計(jì)算:

式中:R1＝11 kΩ，R2＝39 kΩ 由芯片內(nèi)部決定。設(shè)計(jì)中選取R3＝R4＝10 kΩ，用來保證三角波上升時(shí)間和下降時(shí)間相同，并且將電容的充電電流控制在264 μA 左右。

圖9 為ICL8038 輸出信號(hào)的波形和該信號(hào)通過幅度調(diào)整電路后的波形圖?？梢园l(fā)現(xiàn)，芯片輸出了一個(gè)頻率穩(wěn)定的三角波。該三角波的電壓最大值為8 V，電壓最小值為4 V，與技術(shù)手冊提供的電壓最大值為供電電壓的2/3 和電壓最小值為供電電壓的1/3 相吻合，但其頻率為295 Hz 左右，與設(shè)計(jì)頻率存在一點(diǎn)小的偏差，這種偏差是由于電阻和電容有5%的誤差所引起的。此外，本文要求VCO 的輸入端三角波的幅度最小值為0.5 V，最大值為1.1 V。因此，需要對該信號(hào)進(jìn)行幅度調(diào)整，設(shè)計(jì)中采用集成運(yùn)放構(gòu)成運(yùn)算放大器對該信號(hào)進(jìn)行幅度調(diào)整，可以發(fā)現(xiàn)，經(jīng)過調(diào)整后的三角波電壓最小值為0.51 V，最大值為1.1 V，并且其頻率基本沒有發(fā)生改變，仍然為295 Hz 左右，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖9 三角波調(diào)制信號(hào)測試結(jié)果

2.3 射頻收發(fā)電路設(shè)計(jì)

BGT24MTR11 是英飛凌公司的一款單發(fā)單收集成芯片，芯片集成了壓控振蕩器、混頻器、功率放大器和低噪聲放大器等射頻收發(fā)前端模塊。其具有較高的1 dB 壓縮點(diǎn)、較低的單邊帶噪聲系數(shù)、較高的轉(zhuǎn)換增益和較低的功耗，該芯片采用3.3 V 單電源供電。該芯片提供一路差分射頻輸出通道，本文根據(jù)技術(shù)手冊制作了輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，設(shè)計(jì)并制作了差分信號(hào)到單端信號(hào)的功率合成網(wǎng)絡(luò)。該功率合成網(wǎng)絡(luò)采用威爾金森功分器進(jìn)行功率合成，其仿真結(jié)果如圖10 所示。仿真結(jié)果表明，在雷達(dá)工作頻段內(nèi)，三個(gè)端口反射系數(shù)均小于－25 dB，端口匹配良好，并且2，3 端口的隔離度大于22 dB，端口間的隔離度也較好。端口1 到端口2 和端口1 到端口3 之間的相位差為180°左右，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖10 威爾金森功分器仿真結(jié)果

利用頻譜儀對其發(fā)射機(jī)的部分性能進(jìn)行了測試，圖11(a)展示了不同供電電壓下，VCO 輸出頻率和功率與VCO 輸入電壓間的關(guān)系。可以發(fā)現(xiàn)該VCO 的輸出功率在0 dBm 左右波動(dòng)，當(dāng)VCO 的輸入電壓在0.5 V～1.1 V 范圍內(nèi)時(shí)，VCO 的輸出頻率在23.48 GHz～24.66 GHz。因此該雷達(dá)的調(diào)制帶寬為1.18 GHz 左右，其調(diào)制周期為3.38 ms。

圖11 VCO 測試和調(diào)頻信號(hào)測試結(jié)果

2.4 中頻信號(hào)預(yù)處理電路設(shè)計(jì)

由于接收機(jī)輸出的中頻信號(hào)較為微弱，因此需對其放大后進(jìn)行處理，并且為了盡可能地降低調(diào)制信號(hào)的泄露，在放大器前端采用了一個(gè)高通濾波器來減弱調(diào)制信號(hào)泄露的影響。其放大電路原理圖如圖12 所示。電路中C1、C2和R1構(gòu)成一個(gè)高通濾波器，通過R6的阻值可以改變放大器的放大倍數(shù)，并且該電路可以將BGT24MTR11 芯片提供的差分信號(hào)合成單端信號(hào)。

圖12 中頻信號(hào)放大器原理圖

3 測試結(jié)果及分析

為了驗(yàn)證上述設(shè)計(jì)的合理性，制作了樣機(jī)并進(jìn)行了測試，其系統(tǒng)的實(shí)物如圖13 所示。

圖13 系統(tǒng)實(shí)物圖

采用示波器對中頻信號(hào)進(jìn)行信號(hào)采集和頻譜分析，在實(shí)驗(yàn)室內(nèi)相對復(fù)雜的環(huán)境和實(shí)驗(yàn)室外相對空曠的環(huán)境中完成了定點(diǎn)目標(biāo)的距離測試，在室內(nèi)，由于環(huán)境距離的限制，選擇測量的范圍為10 cm～130 cm，室外選擇1 m～10 m 范圍進(jìn)行測量。其測試結(jié)果如圖14 和圖15 所示。

圖14 10 cm～130 cm 測量結(jié)果

圖15 1 m～ 10 m 測量結(jié)果

圖14(a)為10 cm～130 cm 范圍內(nèi)同一個(gè)目標(biāo)的多次測量結(jié)果和測量的平均值，可以發(fā)現(xiàn)，該雷達(dá)能夠發(fā)現(xiàn)并測量該范圍內(nèi)的物體。并且多次測量的方差小于0.016。圖14(b)為10 cm～130 cm 范圍內(nèi)目標(biāo)測量平均值、理論計(jì)算值和理論值±5 cm 的關(guān)系?？梢园l(fā)現(xiàn)，當(dāng)目標(biāo)位于40 cm～130 cm 時(shí)，雷達(dá)測量的誤差均在5 cm 內(nèi)，與理論值吻合較好。而當(dāng)目標(biāo)位于10 cm～40 cm 范圍內(nèi)時(shí)，雷達(dá)測量的誤差大于5 cm，而且距離越小，測量誤差越大，這是由于在中頻信號(hào)預(yù)處理電路設(shè)計(jì)時(shí)使用了一個(gè)高通濾波器，該高通濾波器的主要作用是抑制三角波調(diào)制信號(hào)，不可避免的是該高通濾波器也限制了雷達(dá)的最小測量距離。由于該濾波器的存在，導(dǎo)致2 kHz 以下的信號(hào)無法正確讀取，即40 cm 以內(nèi)的目標(biāo)無法被雷達(dá)準(zhǔn)確地識(shí)別出來。

圖15(a)為1 m～10 m 范圍內(nèi)同一目標(biāo)的多次測量結(jié)果和測量結(jié)果的平均值，可以發(fā)現(xiàn)，在1 m～10 m范圍內(nèi)，雷達(dá)能夠發(fā)現(xiàn)目標(biāo)并較為準(zhǔn)確地測量出目標(biāo)的距離。多次測量的方差小于0.08 m。圖15(b)為1 m～10 m 范圍內(nèi)目標(biāo)測量的平均值、理論值和理論值±0.1 m 的關(guān)系?？梢园l(fā)現(xiàn)，在1 m～10 m 范圍內(nèi)，雷達(dá)測量的平均值均在0.1 m 范圍內(nèi)，與理論值吻合較好，具有較高的精度。表1 為所設(shè)計(jì)的測距雷達(dá)和文獻(xiàn)中其他雷達(dá)的對比。

表1 本文設(shè)計(jì)測距雷達(dá)與文獻(xiàn)中雷達(dá)的對比

4 結(jié)論

本文基于Infineon 公司推出的BGT24MTR11 芯片，采用基于遺傳算法優(yōu)化的稀疏陣列天線作為收發(fā)天線，提升了系統(tǒng)的抗干擾能力。采用硬件電路代替直接數(shù)字綜合產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)，設(shè)計(jì)、制作并測試的一款工作于24 GHz 的雷達(dá)測距系統(tǒng)。該系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，性能穩(wěn)定，成本較低，可為工作于24 GHz 的FMCW 雷達(dá)測距系統(tǒng)的提供設(shè)計(jì)參考。