MHz高壓脈沖電源的研究

丁 凱,饒俊峰

(1.上海理工大學 機械工程學院,上海 200093;2.中國科學院 蘇州醫(yī)學工程技術研究所,江蘇 蘇州 215163)

近年來,重復頻率脈沖電源逐漸在工業(yè)和民用領域得到了廣泛應用(例如材料、環(huán)保、光源、加速器、生物醫(yī)療),高重復頻率是脈沖功率技術發(fā)展的重要方向,正在從kHz水平向MHz水平發(fā)展[1]。在加速器領域,MHz輸出能力的脈沖電源能夠實現對束流的分時切割。在激光技術領域,百kHz輸出能力的脈沖電源作為驅動器來驅動普克爾盒等電光器件。在氣體放電領域,均勻大氣壓下輝光放電是介質阻擋放電研究的一個重要發(fā)展方向。具有MHz輸出能力的脈沖電源可在輸出電壓幅值為幾千伏的納秒放電間隙內維持均勻放電所需的空間電荷。此外,將突發(fā)模式的納秒脈沖串用于心肌消融,可能提高消融均勻度、降低肌肉抽搐等。文獻[2～3]提出了RM-Ⅱ調制器,其最大重頻達到了2 MHz,單模塊可輸出15 kV、4.8 kA的脈沖。文獻[4]基于ARM-Ⅱ提出了DARHT-II kicker系統,其最大重頻為5 MHz,輸出電壓為20 kV,脈寬可調范圍為20～200 ns。國內從事高重復頻率固態(tài)脈沖源研究的主要是研究所和高校[5]。文獻[6]采用6個并聯模塊利用感應疊加的方式,在51 Ω負載上得到了電壓幅值6.2 kV、三脈沖猝發(fā)頻率為6.2 MHz、前沿為20 ns的脈沖。文獻[7]利用感應疊加的方式在25 Ω純阻性負載上得到峰值電壓為792 V、四脈沖猝發(fā)頻率為2.05 MHz的脈沖。文獻[8]采用基于并聯Blumlein脈沖形成線輸出電壓幅值為300 kV的三脈沖猝發(fā)波形。文獻[9]利用傳輸線變壓器將1個300 V、200 ns、400 kHz的脈沖升壓6倍,得到為1 800 V的峰值輸出電壓。文獻[10]研制出基于半導體開關和LTD技術的高重頻快邊沿高壓脈沖源,獲得了最高頻率為2 MHz、最高幅值為2.3 kV的脈沖串輸出。文獻[11]利用頻率疊加的方式,在200 Ω的阻性負載上得到電壓幅值為1.5 kV、重復頻率為1 MHz的脈沖。文獻[12]為小型高重復頻率固態(tài)LTD的研究和應用發(fā)展做出了貢獻。在MHz重復頻率脈沖功率技術研究領域,主要以MHz猝發(fā)的方式輸出脈沖,重頻模式的相關研究較少。對于在連續(xù)工作模式下的高重復頻率、快脈沖的MOSFET的納秒脈沖源仍處于研究階段,電壓一般在幾百伏特,重復頻率在100 kHz以下。

高重復頻率和可靠性的要求使傳統氣體開關較難適用于高重復頻脈沖電源,因此其主要依賴固態(tài)開關[12]。其中MOSFET的最高工作頻率可達MHz級別。然而MOSFET的功率容量有限,是限制脈沖電源輸出參數的主要因素。隨著頻率、脈寬以及電壓等參數的增加,電路的輸出功率相應提高,MOSFET的功率損耗增大。開關過程中的開關損耗和導通過程中的歐姆損耗是導致器件升溫的主要原因。綜合考慮高頻、前沿、耐壓以及經濟等因素,擬采用射頻MOSFET與傳統電感隔離型Marx發(fā)生器相結合的方式產生高頻高壓脈沖。

1 脈沖發(fā)生器結構及工作原理

1.1 主回路拓撲結構

圖1為主電路拓撲結構。在分布式電感型Marx發(fā)生器的基礎上,通過改變二極管和限流電感的位置和接地點和負載的位置來設計正脈沖發(fā)生器[13]。其具有充電速度快、損耗小以及電壓利用率高等優(yōu)點,更適合在較高重復頻率下運行。圖1為n級Marx示意圖,每級電路由1個主電容、1個放電管、1個快恢復二極管以及1個電感組成。電感L1～Ln不僅起到充電限流的作用,而且在放電期間能夠對電位進行隔離?？旎謴投O管一方面能夠抑制放電瞬間脈沖高壓對直流源的沖擊,另一方面可防止相鄰單元局部放電串擾。

圖1 電感隔離型Marx發(fā)生器主電路原理Figure 1. Main circuit principle of inductor isolation type Marx generator

1.2 主回路工作原理

圖1是n級電感隔離型Marx主電路原理。其電路的核心點在于對主電路中每級電容并聯充電串聯放電。具體工作過程如下所示:

1)充電過程。如圖1中實線箭頭所示,直流源Vdc經限流電阻r0、二極管Dn和電感Ln給每級主電容進行快速充電。

2)放電過程。如圖1中虛線箭頭所示,同步導通每級放電管Sd1～Sdn,此時主電容C1～Cn串聯起來對負載進行放電。對于容性負載或雜散電容較大的阻性負載,由于負載能量沒有低阻抗泄放通道,使輸出波形的后沿有一定程度的拖尾。隔離電感與負載形成了放電回路,在放電結束時刻,電感上存儲的能量通過該回路釋放,造成了負載端輸出波形的震蕩。

1.3 參數設計及元器件選取

高頻高壓脈沖電源的工作參數由開關決定,正確選擇和使用開關是脈沖電源設計的關鍵。本文選用的放電管為射頻MOSFET,采用IXYS公司生產的DE150-102N02A,最大門極閾值電壓為4.5 V,門極電容為500 pF,開通關斷時間均為4 ns,耐壓為1 000 V。當Marx主電路放電時,二極管的最高隔離電壓為650 V,為了保證充電效率和電路的可靠工作,選用耐壓值為1 200 V的快恢復二極管(DSEP12-12A),主電路電感值為100 μH。

主電容的作用是儲能和串聯放電形成高壓脈沖。電容大小由放電時間常數以及在最大脈沖寬度下所能承受的最大電壓降落決定。其計算式如下所示[14-15]

(1)

式中,Ct為串聯等效電容;τ為最大脈沖寬度;Vo為輸出脈沖電壓幅值;ΔV為輸出脈沖電壓允許降落值;RL為負載電阻;N為電路級數。實驗所用負載為1 kΩ純阻性負載,若最大脈寬下允許脈沖的電壓降落值為脈沖幅值的1%。根據式(1)可得,電容容量小于150 nF,因此選用容值為100 nF、耐壓值為1.2 kV的電容作為Marx電路的儲能電容。

2 驅動電路及控制方案

MOSFET的開通關斷由驅動電路所驅動?？刂菩盘柕姆€(wěn)定性、驅動芯片的驅動能力以及驅動回路的緊湊性直接影響脈沖發(fā)生器的輸出性能。MOSFET的驅動電路如圖2所示,工作過程如下:FPGA產生觸發(fā)信號,信號經光纖傳輸至接收器(HFBR 2412TZ),光接收器將光信號轉換為TTL電信號。然后將電信號發(fā)送到驅動芯片(DEIC420)的輸入端,驅動芯片根據信號命令打開或關閉MOSFET。本文選用的驅動芯片具有良好的驅動特性,其為MHz級別工作頻率,驅動能力強、可靠性高。傳輸到驅動回路的所有控制信號都經過光纖進行傳輸,使控制電路與驅動電路間具有良好的電氣隔離,抑制了電磁干擾,保證了驅動信號的穩(wěn)定性。此外,為了實現MOSFET的隔離門驅動,光接收器和驅動芯片需要由隔離的DC-DC(H2405S和H2415S)轉換器來供電。轉換器可提供高達6 kV的隔離電壓,可滿足電路的參數要求。

圖2 射頻 MOSFET的驅動電路Figure 2. Driver circuit of RF MOSFET

3 仿真實驗

為了驗證Marx發(fā)生器在放電結束時刻電感側與負載形成的環(huán)路中存在放電現象,采用PSpice仿真了5級正極性電感隔離型Marx發(fā)生器。其工作電壓為600 V,負載為1 kΩ純阻性負載,每級主電容容量為100 nF,電感量為100 μH,仿真電路如圖3所示。

圖3 5級正極性電感隔離型Marx發(fā)生器仿真電路Figure 3. Five stage positive polarity inductor isolation type Marx generator simulation circuit

圖4測試了5級正極性電感隔離型Marx發(fā)生器1～5級放電管的端電壓波形。在放電管關斷時刻,1～4級放電管的端電壓為恒定值,第5級放電管的端電壓存在震蕩,且負載端也存在類似震蕩,該現象由電感L5釋放能量所致。具體過程如下:在放電管開通階段,一方面主電容串聯對負載進行放電,另一方面直流源對所有電感進行充電儲能。在放電管關斷階段,直流源和電感串聯對主電容C2～C5充電,電感L1～L4上的能量得到了釋放。而電感L5沒有釋放路徑,只能通過負載側環(huán)路釋放能量。為驗證上述現象的普遍性,分別測量了1～5級電路的輸出波形,如圖5所示。無論幾級電路,最后一級電感總存在不同于前級的能量釋放現象,且只要電感側與負載構成環(huán)路,負載波形就會有震蕩。

圖4 5級放電管端電壓波形對比Figure 4. Voltage waveform comparison of five-stage discharge tube

圖5 不同級數輸出電壓波形Figure 5. Different series output voltage waveform

圖6為1級電路的拓撲結構,在放電管關斷時刻電感只能通過負載環(huán)路進行續(xù)流,此時電感與負載的波形震蕩相同。

圖6 1級電路拓撲結構Figure 6. Topological structure of first level circuit

由于最后一級放電管端電壓存在震蕩,其峰值電壓可能超過管子的最大承壓,因此在高重復頻率下易造成放電管損壞。針對本文參數下的正極性Marx拓撲結構,可以通過去掉最后一級隔離電感或使用二極管(與上端同方向)替代L5的方法消除放電管與負載波形的震蕩,使之近似為標準方波。圖7為去掉最后一級電感后放電管和負載的電壓波形。

圖7 去掉電感L5后的電壓波形Figure 7. Voltage waveform after removing inductor L5

4 高頻電路中的開關管保護電路

RCD吸收電路是一種開關輔助型電路,常被用來改善功率開關器件的瞬態(tài)工況,主要是用來抑制過高的di/dt和du/dt確保器件在安全狀態(tài)工作,在一定程度上能夠降低開關的瞬態(tài)損耗,緩解EMI(Electromagnetic Interference)情況[16]。瞬態(tài)抑制二極管TVS(Transient Voltage Suppressor)是常用的一種開關保護器件。RCD吸收電路的吸收電壓隨著反沖能量的增加而升高,TVS的吸收電壓不會升高而是增加功耗。當反向峰值電壓過高時,TVS被永久擊穿。通過比較二者在實際電路中的保護效果,最終選用RCD吸收電路作為開關管的保護電路。

圖8是RCD吸收電路的拓撲結構,由緩沖電阻、緩沖電容以及快恢復二極管組成。具體工作原理如下:當開關管S1關斷瞬間,流過主電路電感與雜散電感中的電流不能發(fā)生突變,因此電荷通過D1-C1路徑給緩沖電容C1充電。在開關管S1再次導通期間,C1上積累的電荷通過C1-R1-S1路徑進行釋放,C1上的電能完全消耗在電阻R1上,且放電時間常數t=R1C1。RC時間常數應設為開關工作周期的1/3～1/5,且選取不同參數值直接影響尖峰電壓的吸收效果和關斷損耗[17-18]。由于實際電路搭建的復雜性,需要不斷修正以達到最佳吸收效果[17]。本文選取的緩沖電容是容值為100 pF、耐壓為1 kV的高壓瓷片電容,緩沖電阻為3.9 Ω-5 W的水泥電阻。實驗結果表明,該緩沖電路能夠有效抑制關斷尖峰電壓,且開關管發(fā)熱現象得到了明顯改善。

圖8 高頻電路中的RCD吸收電路Figure 8. RCD absorption circuit in high frequency circuit

5 實驗結果分析

圖9為MHz高壓脈沖電源的實物圖。主電路的實際尺寸為20 cm×14 cm×7 cm,結構緊湊,靈巧輕便。

圖9 MHz高壓脈沖電源的實物圖Figure 9. Image of MHz high voltage pulse power supply

驅動信號的質量直接影響脈沖電源的輸出波形。當驅動電路的PCB(Printed Circuit Board)設計完成后,只能通過調整柵極電阻值來改善驅動波形。在驅動芯片供電電壓為15 V、信號脈寬為100 ns的條件下,測得不同Rg值下的驅動波形如圖10所示?？梢钥闯?隨著柵極電阻的增大,驅動波形的質量得到了改善,但驅動速度變慢。綜合前沿、穩(wěn)定性以及波形質量等因素可知,最終將柵極電阻值選定為9.1 Ω。此外,增大柵極電阻也可以緩和驅動電壓波形上由串擾帶來的震蕩。

圖10 不同Rg值下的驅動波形Figure 10. Driving waveforms at different Rg

圖11為Marx電路改進前后第5級放電管的電壓波形。實驗條件:直流充電源設定值為100 V、脈寬為100 ns。放電管在導通時刻產生了高次諧波,該現象主要由開關管導通速度過快及測量時引線電感所致。此外,當電路中存在電感L5時,放電管在關斷時刻出現電壓震蕩現象,其電壓峰值接近300 V。隨著脈沖電壓等級的升高,震蕩現象愈發(fā)嚴重,去掉電感L5能夠消除該關斷震蕩。實驗結果表明,改進后的Marx電路能夠穩(wěn)定可靠地輸出高頻高壓脈沖。

圖11 電路改進前后Sd5的電壓波形Figure 11. Voltage waveform of Sd5 before and after circuit improvement

圖12為300 kHz重頻下的輸出波形,脈沖幅值可達3 kV。圖13為1 MHz重頻下的輸出波形,上沿為40 ns,半高寬為100 ns,下降沿為110 ns,脈沖幅值為1.1 kV。實驗條件為1 kΩ的純阻性負載、信號脈寬為60 ns。隨著工作頻率的提高,輸出電壓幅值逐漸降低。在直流源功率足夠的情況下,根據波過程理論,當限流電阻和5級L-C鏈式電路(可視為理想電纜)的波阻抗匹配時,延遲時間Td最小,此時整個充電過程所需時間為2Td。因此隨著電路工作頻率的提高,受充電速度限制,主電容上的充電電壓并未達到直流源的設定值,因此電壓幅值呈現逐漸降低趨勢。此外,減小脈寬設定值有助于提高輸出脈沖的電壓幅值,絕緣與熱效應都和脈沖寬度有關。

圖12 300 kHz輸出電壓波形Figure 12. Output voltage waveform at 300 kHz

(a)

6 結束語

本文采用射頻MOS管與傳統電感隔離型Marx電路相結合的方式設計了一臺MHz頻率的高重頻高壓脈沖電源,并針對電感儲能和放能現象對電路進行了改進。本文電源結構簡單,原理清晰,且在理論計算的基礎上僅需微調電路中的參數即可達到較理想的效果。經實驗驗證,該MHz高壓脈沖電源可以穩(wěn)定可靠地工作在1 MHz,電源結構緊湊且小巧輕便,可以應用于多種場合。