移動式V2N裝置雙向AC-DC電源拓撲及其調制技術研究

邱文輝，瞿耀輝，粟梅，李金亮，萬代，許國

(1．中南大學自動化學院，湖南 長沙 410083；2．國網湖南省電力有限公司電力科學研究院，湖南 長沙 410208)

0 引言

隨著碳達峰、碳中和發(fā)展戰(zhàn)略的全面推進，我國加速構建以新能源為主體的新型電力系統(tǒng)，逐步提高光伏、風能等新能源在我國能源結構中的占比[1-3]。截至2023年上半年，我國新能源累積裝機總容量超過了13億kW，約占能源裝機總容量49%，實現(xiàn)了對煤電裝機容量的首次超越。但是，新能源快速發(fā)展的過程中也存在著亟待解決的問題，其間歇性與波動性給新型電力系統(tǒng)的可靠供電帶來了巨大挑戰(zhàn)[4-6]。利用車輛到網絡(vehicle-to-network，V2N)技術將電動汽車電池作為移動儲能單元，依靠靈活性實現(xiàn)新能源入網的削峰填谷，完成電網輔助調壓、調頻的主動支撐功能，從而保證電力系統(tǒng)的可靠運行[7-10]。

雙向AC-DC變換器作為V2N技術的核心裝備，承擔著儲能電池與電網之間的功率傳遞職責。依據功率變換級數，可將V2N裝置劃分為單級式結構與兩級式結構。單級式拓撲雖然器件數量少、結構簡單，但控制復雜、電池側存在二次諧波問題，并且需要大容值的電容來保證直流電壓的穩(wěn)定[11-12]。兩級式拓撲可以分別對前級AC-DC單元與后級DC-DC單元進行設計，解決電池側二次諧波、調壓范圍窄等問題，因此兩級式拓撲是V2N裝置的主流結構[13-15]。全橋結構雙向AC-DC拓撲因結構簡單、技術成熟，被廣泛采用于前級AC-DC中。所以，V2N裝置主要技術難點在于后級DC-DC拓撲與控制。

非隔離型雙向DC-DC拓撲雖然器件數量少、控制簡單，但傳輸功率有限，且非隔離特性帶來的安全隱患限制了它在V2N裝置的應用。隔離型雙向DC-DC拓撲主要分為兩類：雙有源橋(dual active bridge，DAB)變換器與LLC諧振變換器。針對LLC諧振變換器在雙向功率傳輸時存在原副邊驅動邏輯需要切換的缺陷，文獻[16]提出了雙向CLLC諧振變換器，對稱的電路結構易于實現(xiàn)雙向自然功率傳輸，但諧振器件數量多、帶來了額外損耗的缺點。由于自然雙向功率流的優(yōu)勢，文獻[17]將DAB變換器作為V2N裝置的DC-DC級拓撲。應用最為廣泛的傳統(tǒng)移相(sigle phase shift，SPS)控制，在寬電壓范圍工作時會存在零電壓開關(zero voltage switch，ZVS)丟失及無功環(huán)流增大問題[18-19]。拓展移相(EPS)控制通過引入額外控制自由度來改善DAB變換器性能[20-21]，但由于開關管寄生電容的影響，依舊無法實現(xiàn)全負載范圍ZVS。并且，在寬電壓運行范圍內，變換器運行工況點偏離單位增益點越遠，EPS控制的橋內移相角帶來的無功環(huán)流越大。這都會導致裝置整機的效率降低。

本文提出一種移動式V2N裝置雙向AC-DC變換器拓撲及其調制技術，選用前級三相全橋AC-DC整流器加后級DAB變換器的兩級式拓撲架構；通過添加額外的激磁電感來保證后級DAB變換器全部開關管的軟開關實現(xiàn)；并對傳統(tǒng)EPS控制進行改進，讓內移相角不再只由單一側全橋產生；依據當前電壓增益來確定內移相角由原邊側產生還是由副邊側產生，進而保證寬范圍下的高效率傳能。最后，對變換器參數進行設計，通過搭建實驗樣機完成所提理論方法的驗證。

1 移動式V2N裝置雙向AC-DC變 換器拓撲選擇與優(yōu)化調制分析

1.1 總體拓撲方案設計

雙向AC-DC變換器作為V2N裝置的核心部件，充當著電網與電動汽車之間的重要接口電路，實現(xiàn)車載電池與電網間的能量雙向流動管理，總體拓撲方案如圖1所示。

圖1 雙向AC-DC變換器總體拓撲方案

雙向AC-DC變換器采用兩級式級聯(lián)結構，前級采用電壓空間矢量脈寬調制(space vector pulse width modulation，SVPWM)控制的三相全橋AC-DC整流器，后級采用EPS控制的DAB變換器。為了保證后級DC-DC變換器全部開關管的全負載范圍ZVS實現(xiàn)，添加激磁電感，通過注入激磁電流來塑造開關管的電流波形，從而滿足全負載范圍ZVS實現(xiàn)條件。

1.2 前級三相AC-DC變換器方案

SVPWM策略是通過不同的開關指令來合成復合平面上的電壓空間矢量，相較于正弦脈沖寬度調制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)策略，擁有更少的開關切換次數及更低的諧波含量等優(yōu)勢。為了保證功率雙向傳遞、功率因數、電流畸變率等技術指標，采用三相全橋AC-DC整流器作為拓撲方案及SVPWM控制作為調制策略，為后級DC-DC變換器提供期望的直流母線電壓。

因為傳統(tǒng)SVPWM調制技術成熟、可靠，已經存在系統(tǒng)性介紹與工程實現(xiàn)方法，所以其詳細原理介紹及變換器模態(tài)分析不在此贅述。

1.3 后級隔離DC-DC變換器方案

DAB變換器存在自然雙向功率流、易于實現(xiàn)軟開關等優(yōu)點。相較于SPS控制，EPS控制策略通過額外控制自由度可以拓寬ZVS范圍及優(yōu)化電流有效值等。所以，采用DAB變換器作為后級隔離DC-DC變換器拓撲，采用EPS控制作為調制策略。

為了便于分析，將圖1中的分立變壓器進行等效，簡化后的等效雙向隔離DC-DC變換器如圖2所示。

為了保證變換器同時擁有寬電壓范圍輸出能力和高效率功率傳輸，本文提出一種原副邊輪替移相的改進型EPS控制策略。不同于傳統(tǒng)EPS方法將內移相角固定在原邊側或者副邊側，改進型EPS控制方法會依據電壓增益來確定當前內移相角是由原邊側產生還是由副邊側產生，進而可以保證寬運行范圍內的高效率傳能。然而，由于器件寄生的結電容影響，變換器存在硬開關工作區(qū)域。為了實現(xiàn)全負載范圍ZVS，通過添加激磁電感Lm來注入額外的激磁電流。

注入激磁電流后的改進型EPS控制策略的工作波形如圖3所示。定義橋間移相角為Dφ，橋內移相角為Dy，根據兩個移相角之間的關系可以將主要工作模式劃分為兩種。圖3(a)、(b)為原邊側全橋移相時EPS的兩種工作模式，圖3(c)、(d)為副邊側全橋移相時EPS的兩種工作模式。由于注入了額外的激磁電流im，原邊電流ik在副邊電流is基礎上發(fā)生變動，保證了開關管的全負載范圍ZVS。

(a)原邊側橋內移相的工作模式一

(b)原邊側橋內移相的工作模式二

(c)副邊側橋內移相的工作模式一

(d)副邊側橋內移相的工作模式二

以圖3(a)中的運行模式為例進行模態(tài)分析。因為負半周期與正半周期運行模態(tài)是對稱的，所以只需要對正半周期進行模態(tài)分析即可，等效電路如圖4所示。

(a)t0之前

(b)t0-t1

(c)t1-t2

(d)t2-t3

(e)t3-t4

(f)t4-t5

(g)t5-t6

階段1(t0時刻之前)：如圖4(a)所示，此時開關管S2、S3及S6、S7處于開通狀態(tài)，原邊側電流ik極性為負，滿足開關管S1的零電壓開通條件。

階段2(t0-t1)：如圖4(b)所示，在t0時刻，開關管S2關斷，開關管S1以ZVS狀態(tài)開通，uAB由-V1轉變?yōu)? V，uCD依舊保持為-V2，電流開始由負極性增加至正極性。

階段3(t1-t2)：如圖4(c)所示，在t1時刻，開關管S6與S7關斷，副邊電流is極性為正，能夠實現(xiàn)開關管S5與S8的體二極管自然導通，即符合其ZVS開通條件。

階段4(t2-t3)：如圖4(d)所示，在t2時刻，開關管S5與S8實現(xiàn)了零電壓開通，uAB維持為-V1，uCD由-V2轉變?yōu)閂2，電流因此開始減小。原邊側電流極性轉變?yōu)樨?，奠定開關管S4ZVS開通的基礎。

階段5(t3-t4)：如圖4(e)所示，在t3時刻，開關管S3關斷，負極性的原邊電流ik實現(xiàn)了開關管S4的體二極管自然導通。

階段6(t4-t5)：如圖4(f)所示，在t4時刻，開關管S4實現(xiàn)了零電壓開通，uAB由0 V轉變?yōu)閂1，uCD保持著V2，由于此時輸入電壓幅值高于折算到原邊側的輸出電壓幅值，所以電流開始增加，原邊電流極性由負極性轉變?yōu)檎龢O性。

階段7(t5-t6)：如圖4(g)所示，在t5時刻，開關管S1關斷，原邊電流ik電流極性為正，滿足開關管S2零電壓開通的實現(xiàn)條件。

2 移動式V2N裝置雙向AC-DC電 源參數

移動式V2N裝置雙向AC-DC電源基本參數見表1。

表1 移動式V2N裝置雙向AC-DC電源 基本參數

2.1 前級三相AC-DC變換器主電路參數

2.1.1三相AC-DC變換器直流側電壓

三相AC-DC變換器直流側電壓udc與交流側的峰值電壓關系如下：

(1)

式中：Um為網側相電壓的峰值。

依據式(1)及電池側電壓等級的要求，將三相AC-DC變換器直流側電壓udc設計為700 V。

2.1.2三相AC-DC變換器濾波電感

依據穩(wěn)態(tài)下交流側濾波電感電壓和電流紋波的限制，可以推算出濾波電感的取值范圍，見式(2)，其中λ1為濾波電感電流系數，λ2為濾波電感電壓系數：

(2)

將相關參數帶入式(2)，取Us=220 V、udc=700 V、ω=2πf=314、P=20 kW，fs1=40 kHz，λ1=0.4，λ2=0.05，可得濾波電感的取值范圍為0.241 3 mH≤L≤1.155 0 mH。為了實現(xiàn)裝置的高功率密度，濾波電感值應該盡可能小來保證磁件體積小。因此，三相AC-DC變換器濾波電感設計為250 μH。

2.1.3三相AC-DC變換器濾波電容

為保證變換器擁有優(yōu)良跟隨性能，同時還兼顧抗干擾能力，應對濾波電容進行優(yōu)化設計，直流側濾波電容的取值范圍為：

(3)

式中：Δudc為直流電壓的誤差，要求Δudc≤35 V。

在負載電阻RL=24.5 Ω與上升時間tr=0.1 s的指標需求下，可推算出濾波電容的取值范圍為583 μF

2.2 后級隔離DC-DC變換器主電路參數

2.2.1隔離DC-DC變換器變壓器匝比

當電壓增益偏離單位增益時，DAB變換器環(huán)流增大，并且會丟失部分軟開關性能。為了保證寬電壓范圍下的高效率運行，單位增益電壓Vgain應滿足如下等式：

Vgain/V2max=V2min/Vgain

(4)

計算可得Vgain≈420 V。考慮磁芯體積及設計復雜度后，單個分立隔離變壓器匝比設計為Np∶Ns=8∶10。

2.2.2隔離DC-DC變換器漏感

隔離DC-DC變換器漏感主要保證變換器能夠輸出額定功率，設計如下：

(5)

式中：最大輸出功率設為Po_max=1.5PN，漏感設計為15 μH。

2.2.3隔離DC-DC變換器激磁電感

在考慮開關管結電容情況下，添加激磁電感來輔助全部開關管的全范圍ZVS的實現(xiàn)。激磁電感設計如下：

(6)

式中：k為變換器電壓增益比；Cs為開關管的結電容。

另外，過小的激磁電感來會帶來額外的損耗，導致整機效率降低，因此，在保證具有足夠能量實現(xiàn)開關管ZVS的前提下，同時考慮設計裕量的需求，隔離DC-DC變換器的激磁電感設計為250 μH。

3 移動式V2N裝置雙向AC-DC電 源實驗驗證與分析

根據拓撲與調制分析及參數，設計實驗樣機如圖5所示。整機采用上下垂直堆疊結構，置放了較重磁性元件的后級DC-DC變換器放在下層，前級AC-DC變換器放在上層。另外，為了保證高功率密度，開關管全采用SiC器件。最終整機尺寸為：高度88 mm、長度417 mm、寬度305 mm。

圖5 移動式V2N裝置實驗樣機

在室溫(25℃)條件下進行了前級三相AC-DC變換器、后級隔離DC-DC變換器穩(wěn)態(tài)實驗測試，以及后級隔離DC-DC變換器軟開關實驗測試。

前級三相AC-DC變換器在輸入相電壓220 V、輸出直流電壓700 V、輸出功率4 000 W時的穩(wěn)態(tài)波形如圖6所示。其中Uab為A相、B相之間線電壓，Ib為B相電流，Vgs_b+為B相上管驅動信號。

圖6 前級三相AC-DC變換器穩(wěn)態(tài)波形

后級隔離DC-DC變換器在輸入電壓700 V、輸出電壓420 V、輸出功率4 000 W時的穩(wěn)態(tài)波形如圖7所示。其中uab為原邊中性點電壓，ucd為副邊中性點電壓，ik為漏感電流，Vgs_S1為開關管S1的驅動信號。

圖7 后級隔離DC-DC變換器穩(wěn)態(tài)波形

后級隔離DC-DC變換器在輸入電壓700 V、輸出電壓600 V、輸出功率300 W時的軟開關波形如圖8所示?？梢钥闯觯跇O輕負載下，開關S1/S2仍能實現(xiàn)ZVS。所以，激磁電流的注入保證了開關管ZVS的實現(xiàn)。

圖8 后級隔離DC-DC變換器ZVS波形

4 結語

隨著新能源接入電網的比例不斷提升，其間歇性與波動性的特點給新型電力系統(tǒng)的可靠供電帶來了巨大挑戰(zhàn)。利用V2N技術通過電動汽車儲能電池實現(xiàn)削峰填谷，是滿足新能源并網的主動支撐應用需求的手段之一。針對作為V2N技術核心裝備的雙向AC-DC電源，本文提出一種拓撲結構及其調制方法；選用前級三相全橋AC-DC變換器加后級DAB變換器的兩級式結構作為基本架構，為了保證后級DAB變換器的全負載范圍ZVS實現(xiàn)，添加激磁電感來注入激磁電流；同時，提出原副邊輪替移相的改進型EPS控制策略，保證寬運行范圍內的高效率傳能。最后，搭建了一臺20 kW的全SiC器件的實驗樣機進行實驗測試，實驗結果驗證了所提方法的有效性。