大功率射頻組件的負(fù)載點(diǎn)電源設(shè)計(jì)

馬 惠,馮 錕

(南京電子技術(shù)研究所, 江蘇 南京 210039)

0 引 言

微波射頻組件廣泛應(yīng)用于通信、雷達(dá)和武器裝備等領(lǐng)域。隨著組件功率的提升,高電壓、高功率和高效率的氮化鎵組件逐漸成為主流產(chǎn)品[1]。相應(yīng)的負(fù)載點(diǎn)電源需滿足高電壓輸入、高功率輸出和高可靠工作的應(yīng)用需求。同時(shí),伴隨著微波射頻組件輕薄化的發(fā)展趨勢(shì)[2],負(fù)載點(diǎn)電源還需具備小型化、高密度和高效率的特點(diǎn)[3]。傳統(tǒng)的射頻組件負(fù)載點(diǎn)電源通常采用線性電源或低頻開關(guān)電源。線性電源效率低、熱耗大,在壓差大的應(yīng)用場(chǎng)合其缺點(diǎn)尤為顯著;低頻開關(guān)電源體積重量大、功率密度小,不適合射頻組件輕薄化的應(yīng)用需求[4]。

本文針對(duì)大功率射頻組件的典型應(yīng)用需求[5],提出了高頻、高密度和高效率負(fù)載點(diǎn)電源的設(shè)計(jì)方法,且該負(fù)載點(diǎn)電源具備過壓、過流和過脈寬等完善的保護(hù)功能。本文詳細(xì)介紹了負(fù)載點(diǎn)電源的電路組成和工作原理,并分別論述其核心控制芯片選擇、詳細(xì)電路設(shè)計(jì)及關(guān)鍵電路參數(shù)計(jì)算方法[6]。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,本文設(shè)計(jì)的負(fù)載點(diǎn)電源滿足了高效率、高密度和高可靠的應(yīng)用要求。

1 電路組成和工作原理

大功率射頻組件的負(fù)載點(diǎn)電源將70 V直流母線電壓變換為射頻功放管需要的發(fā)射28 V電壓,該負(fù)載點(diǎn)電源具有高效率、高密度和高可靠特性,并適用于大電流窄脈沖負(fù)載。

大功率射頻組件的負(fù)載點(diǎn)電源由輸入濾波電路、功率變換電路、過流過壓保護(hù)電路、儲(chǔ)能濾波電路、開機(jī)控制及狀態(tài)監(jiān)測(cè)電路組成,負(fù)載點(diǎn)電源的原理框圖如圖1所示。

圖1 負(fù)載點(diǎn)電源的原理框圖

輸入濾波電路由CLC濾波電路組成,CLC濾波電路能有效降低輸入端電流紋波和電壓紋波,避免高頻開關(guān)電源產(chǎn)生的電磁干擾對(duì)系統(tǒng)造成不良影響。功率變換電路采用同步Buck拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),將70 V母線電壓變換為28 V電壓,并具有高效率、高頻率和高密度的特性。過壓、過流保護(hù)電路實(shí)現(xiàn)對(duì)電源的輸出過壓、過流和過脈寬保護(hù),保證系統(tǒng)工作可靠性。儲(chǔ)能濾波電容提供脈沖負(fù)載所需的峰值電流,同步Buck變換電路按平均功率設(shè)計(jì),降低了負(fù)載點(diǎn)電源的電流應(yīng)力、熱應(yīng)力和設(shè)計(jì)難度,提高了負(fù)載點(diǎn)電源的可靠性。開關(guān)機(jī)控制電路和狀態(tài)監(jiān)測(cè)電路實(shí)現(xiàn)負(fù)載點(diǎn)電源控制信號(hào)的接收和狀態(tài)信號(hào)的上報(bào)。

2 功率變換電路

負(fù)載點(diǎn)電源輸出28 V電壓,為大功率射頻組件的功率管提供發(fā)射電源,采用同步Buck電路,以滿足高效率、高密度及快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)的設(shè)計(jì)要求。

負(fù)載點(diǎn)電源的核心控制芯片采用Linear公司的同步降壓變換芯片LTC7103,其內(nèi)部集成了功率管和同步Buck控制器,滿足了點(diǎn)電源高密度、小型化的設(shè)計(jì)要求。同步Buck轉(zhuǎn)換器LTC7103具有4.4 V～105 V的寬電壓輸入范圍,開關(guān)頻率200 kHz～2 MHz,輸出電流能力2.3A,具備過流、過溫等保護(hù)功能。轉(zhuǎn)換器LTC7103適用于高性能工業(yè)控制、數(shù)據(jù)通信和射頻功率放大器應(yīng)用?；谵D(zhuǎn)換器LTC7103的同步Buck變換電路原理圖如圖2所示。

圖2 基于LTC7103的同步Buck電路原理圖

如圖2所示,轉(zhuǎn)換器LTC7103內(nèi)部集成了Buck功率管,其外部?jī)H需要配置輸入電容C1、Buck電感L1、輸出電容C2以及阻容控制器件,即可構(gòu)成完善的同步Buck變換電路。其中,電阻R1、R2和R3用于設(shè)置輸入電壓?jiǎn)?dòng)門限和關(guān)斷門限,電阻R4用于設(shè)置電源開關(guān)頻率,電阻R5用于設(shè)置電源過流門限,電阻R6和R7用于設(shè)定輸出電壓,電容C3用于設(shè)置軟啟動(dòng)時(shí)間,電容C4用于內(nèi)部輔助電源旁路濾波,電容C5為Buck電路的自舉電容。

同步Buck變換電路的開關(guān)頻率越高,所需的輸入電容、Buck電感和輸出電容就越小,負(fù)載點(diǎn)電源的體積和尺寸就越小,功率密度就越高。但開關(guān)頻率越高,開關(guān)損耗就越大,負(fù)載點(diǎn)電源的效率就越低,溫升也越高,甚至影響負(fù)載點(diǎn)電源的可靠性。綜合考慮電源功率密度和效率,結(jié)合LTC7103的工作特性,通常將開關(guān)頻率設(shè)定在300 kHz～750 kHz之間。開關(guān)頻率設(shè)定電阻R4的計(jì)算公式為

(1)

式中:fsw為設(shè)定的開關(guān)頻率,電阻單位為Ω。

輸入電容C1用于輸入電壓濾波,以減小輸入電壓紋波和輸入電流紋波,計(jì)算公式為

(2)

式中:Iout為電源輸出電流;fsw為電源開關(guān)頻率;ΔVin為輸入電壓紋波,通常設(shè)定輸入電壓紋波小于輸入額定電壓的3%。

電感L1決定了同步Buck電路紋波電流的大小。電感L1越大,紋波電流越小;電感L1越小,紋波電流越大。通常設(shè)定Buck電路紋波電流為輸出電流的20%～40%,計(jì)算公式如式(3)所示[7]。

(3)

式中:Vout為電源輸出電壓;Ipp為Buck電路紋波電流;fsw為電源開關(guān)頻率;Vin為輸入電壓。

輸出電容C2對(duì)輸出電壓濾波,以減小輸出電壓紋波,計(jì)算公式如式(4)所示[8]。

(4)

式中:ΔVout為輸出電壓紋波;Ipp為Buck電路紋波電流;ESR為輸出電容等效串聯(lián)電阻;Cout為輸出電容容量;fsw為電源開關(guān)頻率。根據(jù)電容特性,通常當(dāng)電容ESR滿足紋波要求時(shí),電容容量都能滿足濾波要求。

通過電阻R6和R7分壓網(wǎng)絡(luò),實(shí)現(xiàn)輸出電壓的設(shè)定,計(jì)算公式為

(5)

式中:Vout為輸出電壓;Rup為分壓網(wǎng)絡(luò)高端電阻;Rdown為分壓網(wǎng)絡(luò)低端電阻;1為同步Buck轉(zhuǎn)換器LTC7103內(nèi)置的穩(wěn)壓基準(zhǔn)。

為了防止電源啟動(dòng)過程中產(chǎn)生的輸入和輸出浪涌電流,電源需具備軟啟動(dòng)功能。變換器LTC7103通過外接軟啟動(dòng)電容Css,可實(shí)現(xiàn)電源軟啟動(dòng),電源啟動(dòng)時(shí)間tss與軟啟動(dòng)電容容量Css成正比,計(jì)算公式為

Css=tss×10

(6)

式中:電容Css單位為μF,時(shí)間tss單位為s。

3 保護(hù)電路設(shè)計(jì)

為了實(shí)現(xiàn)射頻組件的高可靠工作,負(fù)載點(diǎn)電源需具備輸出過壓、過流和過占空比等保護(hù)功能。

過壓保護(hù)電路的核心控制芯片采用Linear公司的浪涌抑制控制器LT4356-3,其內(nèi)部集成了過壓、過流等控制保護(hù)功能,且具備故障鎖存功能和快速的故障響應(yīng)時(shí)間,同時(shí)兼顧了系統(tǒng)可靠性和電路的簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)[9]。

基于浪涌抑制控制器LT4356-3的保護(hù)電路原理圖如圖3所示。由圖3可見,保護(hù)電路主要由浪涌抑制器N1、電流采樣電阻R1、功率金屬氧化物半導(dǎo)體(MOS)管Q1、計(jì)時(shí)電容C1以及電阻網(wǎng)絡(luò)R2和R3等組成。電路具有功能完備、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)。

圖3 基于LT4356-3的保護(hù)電路原理圖

過流門限通過電流采樣電阻R1設(shè)定,計(jì)算公式如式(7)所示。

(7)

式中:Rsns為電流采樣電阻;Ilim為輸出電流限流門限;50為浪涌抑制控制器LT4356-3的內(nèi)置過流采樣門限,單位為mV。

過壓門限通過電阻網(wǎng)絡(luò)R2和R3設(shè)定,計(jì)算公式如式(8)所示。

(8)

式中:Vreg為輸出鉗位電壓;Rup為分壓網(wǎng)絡(luò)高端電阻;Rdown為分壓網(wǎng)絡(luò)低端電阻;1.25為浪涌抑制控制器LT4356-3的內(nèi)置過壓采樣門限,單位為V。

在電源輸出過流情況下,浪涌抑制控制器通過調(diào)整功率MOS管壓降,將輸出電流鉗位至設(shè)定值。當(dāng)過流持續(xù)時(shí)間超過設(shè)定的過流鉗位保持時(shí)間時(shí),控制器即關(guān)斷功率MOS管,實(shí)現(xiàn)故障鎖存功能。過流保護(hù)工作機(jī)理如下:當(dāng)浪涌抑制器檢測(cè)到過流后,內(nèi)置電流源開始給計(jì)時(shí)電容C1充電,當(dāng)計(jì)時(shí)電容C1的電壓從0.50 V充電至1.35 V時(shí),控制器關(guān)斷功率MOS管。計(jì)時(shí)電容C1的充電電流大小與功率管承受的電壓VDS相關(guān),電壓VDS越大,充電電流越大,功率MOS管關(guān)斷越快。當(dāng)功率管承受的電壓VDS≤0.50 V時(shí),計(jì)時(shí)電容C1的充電電流為4 μA;當(dāng)功率管承受的電壓VDS達(dá)到80 V時(shí),計(jì)時(shí)電容C1的充電電流為260 μA。因此可通過電容C1設(shè)定過流持續(xù)時(shí)間,即計(jì)時(shí)電容C1電壓從0.50 V充電至1.35 V所用的時(shí)間,計(jì)算公式為

(9)

在電源輸出過壓情況下,浪涌抑制控制器通過調(diào)整功率MOS管壓降,將輸出電壓鉗位至設(shè)定值。當(dāng)過壓持續(xù)時(shí)間超過設(shè)定的過壓鉗位保持時(shí)間時(shí),控制器即關(guān)斷功率MOS管,實(shí)現(xiàn)故障鎖存功能。過壓保護(hù)工作機(jī)理如下:當(dāng)浪涌抑制器檢測(cè)到過壓后,內(nèi)置電流源開始給計(jì)時(shí)電容C1充電,當(dāng)計(jì)時(shí)電容C1的電壓從0.50 V充電至1.35 V時(shí),控制器關(guān)斷功率MOS管。當(dāng)計(jì)時(shí)電容C1的電壓從0.50 V充電至1.25 V時(shí),充電電流大小與功率管承受的電壓VDS相關(guān)。當(dāng)功率管承受的電壓VDS≤0.50V時(shí),計(jì)時(shí)電容C1的充電電流為2 μA;當(dāng)功率管承受的電壓VDS達(dá)到75 V時(shí),計(jì)時(shí)電容C1的充電電流為50 μA。當(dāng)計(jì)時(shí)電容C1的電壓從1.25 V充電至1.35 V時(shí),充電電流與功率管承受的電壓VDS無關(guān),恒定為5 μA。與過流保護(hù)同理,可通過電容C1設(shè)定過壓持續(xù)時(shí)間,即計(jì)時(shí)電容C1電壓從0.50 V充電至1.35 V所用的時(shí)間,計(jì)算公式為

(10)

4 開關(guān)機(jī)控制及電源監(jiān)測(cè)電路設(shè)計(jì)

為了滿足系統(tǒng)對(duì)電源健康管理的需求,設(shè)計(jì)了控制接口電路,實(shí)現(xiàn)上位機(jī)對(duì)負(fù)載點(diǎn)電源的狀態(tài)監(jiān)測(cè)和開機(jī)控制,實(shí)現(xiàn)負(fù)載點(diǎn)電源的健康管理[10]。

電源開關(guān)機(jī)控制接口電路如圖4所示,光耦輸出接至同步Buck變換器LTC7103的RUN引腳。當(dāng)上位機(jī)控制光耦N1導(dǎo)通時(shí),RUN引腳為低電平,變換電路不工作,電源為關(guān)機(jī)狀態(tài);當(dāng)上位機(jī)控制光耦N1截止時(shí),RUN引腳為高電平,變換電路工作,電源為開機(jī)狀態(tài)。

圖4 電源開關(guān)機(jī)控制電路原理圖

電源狀態(tài)監(jiān)測(cè)電路原理圖如圖5所示,光耦N1輸入接至同步Buck變換器LTC7103的PGOOD引腳。當(dāng)同步Buck變換電路工作正常時(shí),PGOOD引腳對(duì)地開路,光耦N1導(dǎo)通;當(dāng)同步Buck變換電路工作異常時(shí),PGOOD引腳對(duì)地短路,光耦N1截止。因此,上位機(jī)根據(jù)光耦N1的導(dǎo)通狀態(tài)可判斷同步Buck變換電路的工作狀態(tài)。光耦N2輸入接至浪涌抑制控制器LT4356-3的EN引腳,當(dāng)觸發(fā)過壓或過流等故障時(shí),EN引腳對(duì)地短路,光耦N2截止;當(dāng)無過壓或過流等故障時(shí),EN引腳對(duì)地開路,光耦N2導(dǎo)通。因此,上位機(jī)根據(jù)光耦N2的導(dǎo)通狀態(tài)可判斷保護(hù)電路的工作狀態(tài)。

圖5 電源狀態(tài)監(jiān)測(cè)電路原理圖

5 樣機(jī)研制

5.1 樣機(jī)參數(shù)設(shè)計(jì)

按照本文所提方法,研制了一臺(tái)射頻組件負(fù)載點(diǎn)電源,輸入直流電壓70 V,輸出電壓28 V,輸出平均電流1.5 A,輸出峰值電流15 A(脈寬25 μs,周期250 μs)。電路設(shè)計(jì)及核心芯片選擇如前文所述。

功率變換電路主要參數(shù)設(shè)計(jì)如下:兼顧電源效率和功率密度,同步Buck變換器開關(guān)頻率設(shè)計(jì)為500 kHz;輸入電容選擇具有優(yōu)良頻率特性和溫度特性的X7R陶瓷電容,標(biāo)稱容量4.7 μF,額定電壓100 V;同步Buck電感選用XAL6060-223MEC,電感標(biāo)稱值22 μH,電流有效值5.0 A;輸出電容選用X7R陶瓷電容,標(biāo)稱電容10 μF,額定電壓50 V;輸入欠壓?jiǎn)?dòng)電壓門限40 V,輸入過壓關(guān)斷門限90 V,圖2中對(duì)應(yīng)R1為1.8 MΩ,R2為30.0kΩ,R3為24.9kΩ;輸出軟啟動(dòng)時(shí)間約20 ms,圖2中對(duì)應(yīng)的軟啟動(dòng)電容C3為0.22 μF。

保護(hù)電路主要參數(shù)設(shè)計(jì)如下:保護(hù)電路過流門限設(shè)置為2 A,圖3中對(duì)應(yīng)電流采樣電阻R1為25 mΩ;保護(hù)電路過壓門限設(shè)置為30 V,圖3中對(duì)應(yīng)電阻R2為127 kΩ,電阻R3為5.49 kΩ;功率MOS管選用BSC046N10NS3,漏源電壓100 V,漏源電流100 A,導(dǎo)通阻抗4.6 mΩ;根據(jù)功率MOS管的安全工作區(qū),圖3中的計(jì)時(shí)電容C1容量為0.1 μF;輸出儲(chǔ)能電容選用高分子鉭電容,標(biāo)稱電容330 μF,額定電壓63 V。

5.2 實(shí)驗(yàn)波形

負(fù)載點(diǎn)電源啟動(dòng)波形如圖6所示。當(dāng)開機(jī)信號(hào)變?yōu)楦唠娖?28 V電源啟動(dòng),軟啟動(dòng)時(shí)間約20 ms,輸出無重啟、無過沖,輸出電壓穩(wěn)定。

圖6 電源滿載啟動(dòng)波形

負(fù)載點(diǎn)電源輸出恒定1.5 A滿載工作時(shí),輸出電壓紋波如圖7所示。從中可見,輸出28 V電壓紋波頻率為500 kHz,與同步Buck變換電路工作頻率相對(duì)應(yīng);輸出28 V電壓紋波峰峰值在60 mV以下, 滿足射頻組件對(duì)電源的低紋波要求。

圖7 輸出電壓紋波波形

負(fù)載點(diǎn)電源帶大電流窄脈沖負(fù)載(峰值電流15 A,脈寬25 μs,周期250 μs)時(shí),Buck電路輸出電壓波形、Buck電路輸出電流波形、負(fù)載點(diǎn)電源輸出電壓波形和負(fù)載點(diǎn)電源輸出電流波形如圖8所示。從中可見,負(fù)載點(diǎn)電源提供了15 A的峰值脈沖電流,峰值電流主要由儲(chǔ)能濾波電容提供。Buck電路提供了1.5 A的平均電流,電流波形呈鋸齒波狀。脈沖取電時(shí)到達(dá)峰值電流2 A,對(duì)應(yīng)保護(hù)電路的2 A過流保護(hù)門限;脈沖取電完成后降至谷值電流1 A后又逐漸上升,此期間Buck電路的輸出電流為儲(chǔ)能濾波電容充電。負(fù)載點(diǎn)電源輸出電壓波動(dòng)峰峰值為1.7 V,滿足射頻組件對(duì)點(diǎn)電源的電壓頂降要求。由于Buck電路基本按平均電流供電,Buck電路輸出電壓波動(dòng)較小,峰峰值約0.2 V。

圖8 電源脈沖負(fù)載波形

負(fù)載點(diǎn)電源輸出過流時(shí),過流保護(hù)波形如圖9所示。從中可見,輸出電流由額定負(fù)載1.5A增大到2.5 A,輸出電壓跌落。經(jīng)過約3 ms,輸出電壓降低至0 V,輸出關(guān)斷,實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)功能。

圖9 電源過流保護(hù)波形

負(fù)載點(diǎn)電源輸出過壓時(shí),過壓保護(hù)波形如圖10所示。從中可見,模擬Buck電路輸出過壓至33 V,負(fù)載點(diǎn)電源實(shí)際輸出電壓被過壓保護(hù)電路鉗位至30 V。經(jīng)過約20 ms,輸出電壓降低至0 V,輸出關(guān)斷,實(shí)現(xiàn)過壓保護(hù)功能。

圖10 電源過壓保護(hù)波形

5.3 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

負(fù)載點(diǎn)電源效率測(cè)試數(shù)據(jù)如表1所示。從中可見,最高效率95.9%,滿足射頻組件對(duì)負(fù)載點(diǎn)電源高效率的要求。

表1 負(fù)載點(diǎn)電源效率測(cè)試數(shù)據(jù)表

子陣二次電源外形尺寸為40 mm×20 mm×8 mm,重量10 g,功率密度高達(dá)6.56 W/cm3,滿足射頻組件對(duì)負(fù)載點(diǎn)電源小型化和高密度的要求。

6 結(jié)束語

本文針對(duì)射頻組件設(shè)計(jì)單路輸出的負(fù)載點(diǎn)電源,并詳細(xì)介紹了點(diǎn)電源的電路組成、變換電路設(shè)計(jì)、保護(hù)電路設(shè)計(jì)和關(guān)鍵電路參數(shù)計(jì)算,并給出了典型設(shè)計(jì)實(shí)例、實(shí)驗(yàn)波形和實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明,此負(fù)載點(diǎn)電源具有高密度、高效率、低紋波和高可靠等優(yōu)點(diǎn),適用于大功率射頻組件應(yīng)用。