一種TSPWM調制算法的等效實現(xiàn)方式

2023-11-14 08:03:54黃平林

電機與控制應用 2023年11期

楊晨, 黃平林

(江蘇大學機械工程學院,江蘇鎮(zhèn)江 212013)

0 引言

具有高頻開關特性的三相電壓源逆變器(VSI),憑借其諧波含量低的優(yōu)點近年來在電機驅動領域得到了廣泛應用。然而在功率轉換電路的快速開關動作中,較大的dV/dt會在電機側產生高峰值、高頻的共模電壓(CMV)。這種共模噪聲會通過各種寄生共模路徑產生接地漏電流[1-2],產生影響其他系統(tǒng)運行的傳導或輻射電磁干擾(EMI)[3-6],同時產生較大的軸電壓降低軸承的使用壽命[7-8]。

由于共模電壓帶來的相關問題可以通過無源和有源共模衰減技術來抑制。無源衰減技術包括使用共模濾波器[8]、共模扼流圈[9]或是改變逆變器的拓撲結構等[10]。有源共模衰減技術使用零矢量電壓調制策略來降低共模電壓峰值,避免導致最高共模電壓的出現(xiàn),諸如非零矢量脈寬調制(NSPWM)[11]、三態(tài)脈寬調制(TSPWM)[12]、等效零矢量脈寬調制(AZSPWM)[13]等。

TSPWM算法相較于其他的共模電壓抑制算法,因具有開關損耗更低、線性調制區(qū)域無限制以及電流諧波更小的優(yōu)點[14]而受到了廣泛關注。文獻[15]提出了一種根據(jù)轉速實現(xiàn)變載頻分段異步調制的同時根據(jù)相電流幅值動態(tài)地改變鉗位模式的多模式TSPWM調制模式以提高控制效率。文獻[16]在TSPWM調制策略的基礎上加入了一種電壓重構型過調制策略,提高了TSPWM的調制范圍。文獻[17-18]提出了基于基本電壓矢量作用時間的TSPWM實現(xiàn)方法,并且根據(jù)逆變器側功率因數(shù)選取鉗位區(qū)間來最大程度地降低開關損耗。文獻[19-20]提出了一種TSPMM的調制方波來降低雙三相驅動系統(tǒng)的共模電壓。

本文在分析電機驅動系統(tǒng)共模電壓的基礎上,研究了TSPWM的調制波與載波的實現(xiàn)方式,并通過仿真與試驗,驗證了其有效性,為TSPWM調制的工程應用提供了一種有效方式。

1 電機驅動系統(tǒng)共模電壓分析

對于電機驅動系統(tǒng)而言,如果使用傳統(tǒng)的空間矢量脈寬調制(SVPWM),由于零矢量(000與111)開關狀態(tài)的存在會導致共模電壓在一個周期內出現(xiàn)了±Vdc/2峰值。

而對于TSPWM這種調制,其低調制L區(qū)在一個扇區(qū)內僅使用共模電壓極性相同的電壓矢量合成參考矢量,如表1和表2所示;而在高調制H區(qū)則是直接棄用零矢量來合成參考矢量,使得TSPWM調制始終生成峰峰值為±Vdc/3的CMV,如表3所示。

表1 TSPWM低調制比扇區(qū)I、III與V內開關狀態(tài)與共模電

表2 TSPWM低調制比扇區(qū)II、IV與VI內開關狀態(tài)與共模電壓

表3 TSPWM高調制比開關狀態(tài)與共模電壓

2 TSPWM調制算法等效實現(xiàn)方式

2.1 基于載波的TSPWM調制波等效實現(xiàn)算法

傳統(tǒng)的TSPWM調制算法在抑制共模電壓的峰值與減小開關損耗方面有著良好的效果,然而現(xiàn)有文獻使用的調制波實現(xiàn)算法仍然是在靜止坐標系下的,使用扇區(qū)判斷的方式以確定矢量的作用時間的順序來合成有效的調制波,因而將其應用于多電平逆變器中時會產生計算量較大的問題。針對以上問題,本文給出了一種基于載波的TSPWM調制波等效實現(xiàn)算法。

一般而言,TSPWM的調制波根據(jù)下表生成[18]。表4中,μl和μr分別為參考電壓矢量相鄰的左、右基本電壓矢量作用時間。

表4 TSPWM的調制波生成

可以看出,TSPWM存在繁瑣的扇區(qū)判斷。為了研究TSPWM的調制波形,在MATLAB/Simulink中搭建TSPWM與非連續(xù)脈寬調制1(DPWM1)的調制仿真模型如圖1所示,通過模型來研究不同調制比下的調制波。

圖1 不同調制仿真分析對比圖

圖2顯示了調制比為1時TSPWM的調制波,并與相同調制比下DPWM1的調制波進行對比,可以看出兩者波形完全重合,二者的誤差在[-9×10-5,9×10-5]之間。

圖2 不同調制方式波形對比圖

為了進一步研究TSPWM與DPWM1的調制波之間的關系,設調制比從0.05到1.154 7,取調制比的步進為0.05,測得不同調制比下誤差的最值,如圖3所示。

圖3 不同調制比下誤差的最值圖

由圖3可知,任意調制比下的TSPWM與DPWM1的調制波波形誤差的最值均小于2×10-4,因此可以認為TSPWM的調制波與DPWM1的調制波為同一波形。而DPWM1的調制波可由交替零序分量合成,因此TSPWM的調制波也可由交替零序分量生成,這種實現(xiàn)方式無需借助扇區(qū)判斷,可用于多電平逆變器中。

根據(jù)DPWM1的交替零序分量實現(xiàn)方式,TSPWM的調制波可由如下生成:使用反Clarke變換,將兩相正弦波Uα與Uβ轉換成三相正弦波Ua、Ub和Uc,并比較三相正弦波的最值。然后計算注入的零序分量,其計算公式如下:

(1)

式中:Umax和Umin分別為三相電壓的最大值和最小值;V0為零序分量。

將零序分量V0加入三相正弦波Ua、Ub和Uc后便可得到TSPWM的調制波,本文的生成方式相較于傳統(tǒng)的扇區(qū)判斷計算更簡單,在多電平逆變器中更易實現(xiàn)。

2.2 基于負極性載波的工程實現(xiàn)方式

一般而言,對于NSPWM、TSPWM等調制,均需要使用到正負極性兩種載波,即使用先增后減與先減后增兩種極性三角載波,然而對于DSP或STM32,其本身只有先增后減的計數(shù)模式,本文給出一種工程上實用的在先增后減計數(shù)模式下負極性載波的實現(xiàn)方式。

為了研究正負極性載波之間的關系,在MATLAB/Simulink中建立了相應的仿真模型,取占空比為0.1,開關頻率為20 kHz,測得相應的PWM波形如圖4(a)所示,可以看出,相同占空比下,正負極性載波生成的PWM波形并不是相互電平翻轉。將占空比為0.1下的負極性載波與占空比為0.9下的正極性載波生成的PWM波形進行對比,結果如圖4(b)所示,可以看出,兩者生成的PWM波形電平相互翻轉,即占空比為D下的負極性載波生成的PWM可由占空比為1-D下的正極性載波下的PWM電平取反得到。

圖4 兩種占空比下不同極性載波方式下PWM波形對比

因而在DSP中,若是使用正極性載波,設定:

AQCTLA.bit.CAU=AQ_SET

AQCTLA.bit.CAD=AQ_CLEAR

CMPA.bit.CMPA=D*TBPRD

在使用負極性載波時,設定:

AQCTLA.bit.CAU=AQ_CLEAR

AQCTLA.bit.CAD=AQ_SET

CMPA.bit.CMPA=(1-D)*TBPRD

而在STM32中,若是使用正極性載波,設定:

TIMx_CCMR1:OC1M[2:0]=PWM模式1

TIMx_CCR1=D

在使用負極性載波時,設定:

TIMx_CCMR1:OC1M[2:0]=PWM模式2

TIMx_CCR1=1-D

3 仿真與試驗驗證

3.1 仿真驗證

為了進一步驗證該實現(xiàn)方法對于抑制CMV與減小開關損耗的效果,在仿真模型中加入TSPWM調制來實現(xiàn)模型,并與傳統(tǒng)的SVPWM下的模型進行比較,其中直流電壓Vdc=24 V,開關頻率為20 kHz,同時考慮到死區(qū)時間對CMV的影響,在仿真中加入1 μs死區(qū)時間,分別在不同調制比下測得各自的CMV與1路PWM驅動信號,對比如圖5和圖6所示。

圖5 TSPWM調制方式下共模電壓圖

圖6 SVPWM調制方式下共模電壓圖

從圖5和圖6可知,本文模型下的CMV峰值在[Vdc/6,Vdc/2]、[-Vdc/6,-Vdc/2]和[-Vdc/6,Vdc/6]之間變化,其每個扇區(qū)內的峰峰值為Vdc/3;而傳統(tǒng)SVPWM的CMV峰值在[-Vdc/2,-Vdc/2]之間,其峰峰值為Vdc。相較于SVPWM調制方法,該實現(xiàn)方法將CMV的峰峰值在每個扇區(qū)內降低了2Vdc/3,抑制了CMV帶來的EMI問題。

從圖7的PWM的波形可以看出,本文實現(xiàn)方法在0.02 s內出現(xiàn)了2次開關管不動作現(xiàn)象,在整個時間內持續(xù)時間約為6.7 ms,開關動作相較于SVPWM調制方式下減少了約1/3,減小了高頻下的開關損耗。

圖7 不同調制方式下PWM信號圖

3.2 試驗驗證

圖8和圖9為給定開關頻率為20 kHz,直流母線電壓為Vdc=24 V,死區(qū)時間1 μs的條件下,不同調制算法下的共模電壓圖。通過對比分析可知,本文所實現(xiàn)的TSPWM調制下的共模電壓,無論是在低調制比下還是在高調制比下在每個扇區(qū)內的峰峰值均在8 V左右,即Vdc/3之間,相比于傳統(tǒng)的SVPWM,共模電壓峰峰值減少了約1/3。