雙級升壓高速電光調(diào)Q驅(qū)動電路設(shè)計

張超 陳煥紅 劉雪峰 石志成 張艾

雙級升壓高速電光調(diào)Q驅(qū)動電路設(shè)計

張超1陳煥紅2劉雪峰1石志成1張艾1

（1 北京空間機電研究所，北京 100094）（2 北京軒宇信息技術(shù)有限公司，北京 100190）

電光調(diào)Q是獲取高峰值功率激光脈沖的有效手段，傳統(tǒng)單一脈沖變壓器升壓存在電光調(diào)Q電壓調(diào)整范圍受限、高壓脈沖上升時間過長等問題。文章通過雙級升壓方式進行了高速電光調(diào)Q驅(qū)動電路設(shè)計，實現(xiàn)了電光調(diào)Q電壓高幅值和高速率的需求。其中一級升壓采用反激式變換器原理，輸出幅值可調(diào)的一級高壓，擴展了電壓調(diào)整范圍；二級升壓采用馬克思（Marx）發(fā)生器原理，通過電壓倍增的方式輸出二級高速高壓脈沖信號。該設(shè)計電路與激光發(fā)射機驅(qū)動源的聯(lián)試結(jié)果顯示：通過調(diào)整反饋偏置直流工作點，使一級反激式變換器升壓輸出范圍在150～550 V，二級Marx發(fā)生器升壓輸出范圍1 500～4 000 V，高壓脈沖上升時間小于30 ns；相比于傳統(tǒng)單一變壓器控制方法，調(diào)Q電壓輸出的范圍更寬，增幅近1 000 V；高壓脈沖上升時間更短，僅為23～28 ns。試驗證明雙級升壓設(shè)計能夠為電光調(diào)Q晶體提供調(diào)整范圍更寬的高速率驅(qū)動高壓，進而獲得高峰值功率的激光脈沖。

激光測距 電光調(diào)Q 反激式變換器 馬克思發(fā)生器 雙級升壓

0 引言

隨著空間探測技術(shù)的發(fā)展，激光器在天基主動成像、空間激光通信、空間激光雷達、激光精密測繪等應(yīng)用領(lǐng)域備受關(guān)注[1-3]。電光調(diào)Q因具有輸出脈寬窄、效率高等優(yōu)點，是獲取高峰值功率激光輸出的有效手段[4-5]。

目前，實現(xiàn)電光調(diào)Q高壓高速脈沖輸出通常采用脈沖變壓器控制方法[6-8]。傳統(tǒng)脈沖變壓器法原理是通過供電電源對脈沖變壓器源邊電容進行儲能，當接收到控制觸發(fā)脈沖信號后，開關(guān)器件變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)，對脈沖變壓器源邊電容儲存的能量快速釋放，進而在脈沖變壓器副邊感生出瞬態(tài)高壓脈沖[9-11]。這種傳統(tǒng)的單一脈沖變壓器升壓方式的控制電路較為簡單，但是對脈沖變壓器性能以及供電電源要求比較苛刻[12]。升壓性能受限于變壓器線圈，并且在脈沖變壓器規(guī)格確定后，若想輸出電壓范圍可調(diào)的高壓脈沖，需要調(diào)整供電電壓幅值，對供電電源要求較高，這意味著輸出電壓的可調(diào)范圍在一定程度上受到限制[13-14]。此外普通鐵氧體環(huán)形磁芯構(gòu)成的變壓器產(chǎn)生的高壓脈沖上升時間為50～100 ns，脈沖前沿緩慢[15]。

為解決傳統(tǒng)單一脈沖變壓器升壓存在電壓調(diào)整范圍受限、高壓脈沖上升時間過長、升壓方式對脈沖變壓器性能以及供電電源要求過于依賴等不足，本文采用金屬-氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）作為電光調(diào)Q開關(guān)器件，利用MOSFET電壓可調(diào)范圍寬、開關(guān)速度快、工作頻率高等特性[16]，設(shè)計了基于反激式變換器與Marx發(fā)生器的兩級升壓電路。在MOSFET關(guān)斷和導(dǎo)通瞬間，對一級反激式變換器進行單端反激升壓，通過升壓偏置點設(shè)置，有效調(diào)整一級輸出電壓范圍，降低對供電電源要求。二級Marx發(fā)生器進行儲能電容級聯(lián)放電，由于發(fā)生器內(nèi)部高儲能密度、低電感電容器的特性[17-19]，可以保證輸出脈沖的上升時間。相比同類型產(chǎn)品，雙級升壓調(diào)Q驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)簡單且控制方便，內(nèi)部所用器件電氣性能滿足航天器元器件降額標準，并且綜合考慮了硬件電路的電磁兼容與工藝防護等問題。輸出的高速率驅(qū)動高壓脈沖能夠改變激光器腔體的Q因子，使腔內(nèi)的光子數(shù)量獲得雪崩式的增加，最終產(chǎn)生高峰值功率的激光脈沖。

1 設(shè)計架構(gòu)

雙級升壓高速電光調(diào)Q驅(qū)動電路框圖如圖1所示，由一級反激式變換器升壓電路、二級升壓觸發(fā)信號驅(qū)動電路、二級Marx發(fā)生器升壓電路組成。一級反激式變換器升壓電路根據(jù)激光發(fā)射機驅(qū)動源輸出的控制信號進行信號調(diào)理，輸出一級高壓電；二級升壓觸發(fā)信號驅(qū)動電路接收一級高壓電，并結(jié)合激光發(fā)射機驅(qū)動源提供的觸發(fā)脈沖，輸出晶體管開關(guān)信號；二級Marx發(fā)生器升壓電路接收一級高壓電，并結(jié)合晶體管開關(guān)信號，輸出調(diào)整范圍為1 500～4 000 V的二級高壓脈沖信號，為激光器腔體內(nèi)部的電光調(diào)Q晶體提供幅值可調(diào)的調(diào)Q驅(qū)動高壓。

圖1 雙級升壓高速電光調(diào)Q驅(qū)動電路架構(gòu)

2 電路設(shè)計

2.1 一級反激式變換器升壓電路

一級反激式變換器升壓電路主要由脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）控制芯片、DA集成芯片、運算放大器、MOSFET、反激式變壓器構(gòu)成，具體組成如圖2所示。該電路通過PWM控制芯片U1進行雙閉環(huán)控制，首先由采樣電阻R0兩端電壓作為電流內(nèi)閉環(huán)進行反饋，然后反激輸出的一級高壓電經(jīng)升壓偏置點調(diào)理后，作為電壓外閉環(huán)進行反饋，從而提升電壓和負載調(diào)整率。U1輸出信號驅(qū)動MOSFET K0的導(dǎo)通和關(guān)斷，當K0關(guān)斷瞬間，由反激式變壓器T0進行反激升壓。為實現(xiàn)調(diào)Q電壓1 500～ 4 000 V的輸出范圍，綜合下一級升壓電路能力，將激光發(fā)射機驅(qū)動源提供的+15 V電壓反激升壓至150～550 V。整流二極管D0（2CZ0112）耐壓值為1 200 V，能夠滿足降額設(shè)計要求。

圖2 一級反激式變換器升壓電路組成

為實現(xiàn)一級反激式變換器升壓電路輸出的高壓1程控可調(diào)，采用反饋偏置直流工作點的方式對其進行150～550 V的電壓調(diào)整，達到調(diào)Q高壓的輸出范圍要求。圖2中時鐘信號、使能信號和數(shù)據(jù)信號由激光發(fā)射機驅(qū)動源提供，對DA集成芯片U2進行控制。在輸出一級高壓1反饋通路中，增加運放U3A來調(diào)整輸出電壓。將U2輸出電壓和一級輸出高壓1進行綜合邏輯處理，產(chǎn)生的電壓信號FB輸入給PWM控制芯片U1作為電壓外閉環(huán)進行反饋，即以主動調(diào)整反饋強度的方式來調(diào)整PWM信號占空比，從而達到一級高壓輸出范圍可調(diào)。

2.2 二級升壓觸發(fā)信號驅(qū)動電路

二級升壓觸發(fā)信號驅(qū)動電路主要由高速驅(qū)動芯片、MOSFET、脈沖變壓器、穩(wěn)壓二極管和儲能電容構(gòu)成，如圖3所示。在MOSFET K9關(guān)斷時，利用耐高壓電容C2和C3進行充電儲能；在MOSFET K9導(dǎo)通時，C2和C3中的電荷迅速釋放，在脈沖變壓器T1和T2的源邊產(chǎn)生感生電流，進而在副邊激勵生成正向電壓，保證MOSFET K1～K8同步開啟。副邊正向電壓通過穩(wěn)壓二極管D1～D8進行保護，防止K1～K8的柵源間壓差過大損傷器件。

圖3 二級升壓觸發(fā)信號驅(qū)動電路組成

為減小電路規(guī)模，實現(xiàn)電光調(diào)Q驅(qū)動電路的微型化，T1和T2采用1拖4小型化脈沖變壓器，源邊與各副邊匝數(shù)比為1﹕1﹕1﹕1﹕1。選擇合適的C2和C3規(guī)格，充電時滿足儲能需求，放電時保證副邊激勵電壓能夠使MOSFET可靠導(dǎo)通。調(diào)Q二級高壓上升時間短，對開關(guān)器件的開啟速度、耐壓值都提出了很高的要求。選擇的MOSFET其漏源極耐壓值可達1 000 V，導(dǎo)通時間小于30 ns，抗電離總劑量（TID）能力≥300 krad(Si)，抗單粒子效應(yīng)（SEE）的線性能量傳輸（LET）閾值≥90 MeV·cm2/mg，能夠滿足調(diào)Q二級高壓電路要求。在MOSFET K9高速導(dǎo)通瞬間，K9門級對驅(qū)動電流的瞬時峰值電流需求很大，但是開啟后的電流需求卻很小，傳統(tǒng)OC門形式的電路結(jié)構(gòu)在接收高速觸發(fā)脈沖后易產(chǎn)生信號畸變而失真，因此選擇高速驅(qū)動芯片U4，其峰值驅(qū)動電流、灌電流都能達到3 A，具有更強的驅(qū)動能力，并且其抗電離總劑量（TID）能力≥100 krad(Si)，抗單粒子效應(yīng)（SEE）的線性能量傳輸（LET）閾值≥75 MeV·cm2/mg，滿足器件抗輻照指標要求。二級升壓觸發(fā)信號通過U4輸出驅(qū)動信號，控制K9高速導(dǎo)通和關(guān)斷，同時保證K1～K8的高速同步通斷。

2.3 二級Marx發(fā)生器升壓電路

二級升壓采用8階Marx發(fā)生器電路（如圖4所示），考慮硬件電路的電磁兼容與工藝防護問題，該發(fā)生器電路分為兩組進行設(shè)計。當MOSFET K1～K8關(guān)斷時，一級高壓1對儲能電容C4～C11進行充電，C4～C11兩端的電壓值均為1；當K1～K8導(dǎo)通瞬間，利用MOSFET的高速和同步性能，使儲能電容C4～C11進行級聯(lián)放電，放電路徑繞過電阻R12～R28。其中第一組Marx發(fā)生器電路輸出的二級高壓正電壓H+相對QGND的電壓為+750～+2 000 V，第二組Marx發(fā)生器電路輸出的二級高壓負電壓H–相對QGND的電壓為–2 000～–750 V。這種設(shè)計方式從電氣安全間距防護等問題上更利于實現(xiàn)電路的微小型設(shè)計，并且可有效減弱高壓信號電磁干擾的影響。H+和H–分別接到激光器腔體內(nèi)部的電光調(diào)Q晶體兩端，以實現(xiàn)高速的1 500～4 000 V二級高壓輸出。

圖4 二級Marx發(fā)生器升壓電路組成

3 試驗驗證

為驗證電光調(diào)Q驅(qū)動電路的性能指標，搭建了系統(tǒng)控制鏈路試驗測試平臺。電光調(diào)Q驅(qū)動電路接收激光發(fā)射機驅(qū)動源提供的供電電壓、控制信號以及觸發(fā)脈沖信號，驅(qū)動電路的負載為激光二極管泵浦固體Nd：YAG激光器。用示波器監(jiān)測一級反激式變換器升壓電路和二級Marx發(fā)生器升壓電路相關(guān)信號波形，包括一級反激式變換器升壓電路中PWM控制芯片U1的PWM輸出、一級升壓電路輸出高壓1、激光發(fā)射機驅(qū)動源輸出的觸發(fā)脈沖以及二級Marx發(fā)生器升壓電路輸出的調(diào)Q電壓，其中調(diào)Q電壓的測量通過1 000︰1高壓衰減探頭進行測量。1 500 V調(diào)Q電壓的測試波形以及局部放大波形如圖5和圖6所示。

圖5 調(diào)Q電壓1 500 V測試波形

圖6 調(diào)Q電壓1 500 V測試波形局部放大

從圖5和圖6中可以看出，控制芯片U1的PWM輸出占空比較低，一級升壓電路輸出高壓1接近190 V，在接收到激光發(fā)射機驅(qū)動源1ms的觸發(fā)脈沖后，調(diào)Q驅(qū)動電路輸出調(diào)Q電壓1 500 V，上升時間23 ns。

通過激光發(fā)射機驅(qū)動源提供的控制信號，對一級升壓偏置點調(diào)理電路直流工作點進行調(diào)整。調(diào)Q電壓4 000 V時的測試波形以及局部放大波形如圖7和圖8所示。

圖7 調(diào)Q電壓4 000 V測試波形

圖8 調(diào)Q電壓4 000 V測試波形局部放大

由圖7和圖8可以看出，控制芯片U1的PWM輸出占空比已經(jīng)較高，一級升壓電路輸出高壓1達到500 V，在接收到激光發(fā)射機驅(qū)動源1ms的觸發(fā)脈沖后，調(diào)Q驅(qū)動電路輸出調(diào)Q電壓4 000 V，上升時間28 ns。

針對上述測試發(fā)現(xiàn)，在帶載情況下，雙級升壓高速電光調(diào)Q驅(qū)動電路能夠輸出調(diào)整范圍為1 500～ 4 000 V的高壓脈沖信號，脈沖上升時間小于30 ns，優(yōu)于激光測距系統(tǒng)要求的50 ns技術(shù)指標，并且比傳統(tǒng)單一脈沖變壓器升壓方式快了約40 ns。

4 結(jié)束語

本文設(shè)計了一種基于反激式變換器與Marx發(fā)生器的雙極升壓電光調(diào)Q驅(qū)動電路，并與激光發(fā)射機驅(qū)動源進行了聯(lián)試。試驗結(jié)果表明，調(diào)Q電壓可調(diào)輸出范圍達到1 500～4 000 V，高壓脈沖上升時間為23～28 ns。相比于傳統(tǒng)單一變壓器控制方法，電壓輸出的范圍增幅近1 000 V，脈沖上升時間減小近40 ns。該調(diào)Q驅(qū)動電路針對二極管泵浦固體Nd：YAG激光器測試，激光器輸出的單脈沖能量和寬度穩(wěn)定，性能優(yōu)越，可控性強。設(shè)計的雙級升壓高速電光調(diào)Q驅(qū)動電路硬件電路結(jié)構(gòu)簡單，所選器件具備相應(yīng)抗輻照指標，并滿足航天器元器件降額等標準要求，適用于航天領(lǐng)域。電路的輸出電壓調(diào)整范圍寬、上升時間短，滿足激光測距系統(tǒng)對激光器的指標要求，具有一定工程實用價值。

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Design of a High Speed Electro-Optic Q-Switch Driver Circuit by Double Stage Boost

ZHANG Chao1CHEN Huanhong2LIU Xuefeng1SHI Zhicheng1ZHANG Ai1

（1 Beijing Institute of Space Mechanics & Electricity, Beijing 100094, China）（2 Beijing Sunwise Information Technology Ltd., Beijing 100190, China）

Electro-optic Q-switch is an effective means to obtain laser pulseswith high peak power. The traditional single-pulse transformer has shortcomings such as limited voltage adjustment range and long rise time of high-voltage pulse. In this paper, the requirement of high amplitude and high speed for the electro-optic Q-switch voltage is realized by means of double-stage boost. The first stage boost uses the principle of flyback converter, and the voltage output can be adjustable, thus effectively extending the voltage adjustment range. The second stage boost uses the principle of Marx generator, and the second stage high-voltage pulse signal is outputby voltage multiplication. The experimental results show that by adjusting the operating point of the feedback bias DC, the boost output rangesfor the double stages are respectively 150～550 V and 1 500～4 000 V, and the rise time of high-voltage pulse is less than 30 ns. Compared with the traditional single transformer control method, the range of Q-switch voltage output is wider, with an increase of nearly 1 000 V. The rise time is shorter, with nearly 40 ns reduced. The double-stage boost design can provide a high speed drive voltage with a wider adjustment range for the electro-optic Q-switch crystal and then obtain laser pulses with high peak power.

laser ranging; electro-optic Q-switch; flyback converter; Marx generator; double stage boost

TN242；TN835

A

1009-8518(2023)05-0065-07

10.3969/j.issn.1009-8518.2023.05.008

2022-11-14

張超, 陳煥紅, 劉雪峰, 等. 雙級升壓高速電光調(diào)Q驅(qū)動電路設(shè)計[J]. 航天返回與遙感, 2023, 44(5): 65-71.

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（編輯：夏淑密）