基于SICL的寬頻帶毫米波多波束陣列天線設(shè)計(jì)

喬小斌，李相強(qiáng)，崔玉國，倪樹成，張健穹，王慶峰

(1.西南交通大學(xué) 物理科學(xué)與技術(shù)學(xué)院，四川 成都 610031；2.中國電波傳播研究所 電波環(huán)境特性及?；夹g(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，山東 青島 266107)

0 引言

隨著移動(dòng)通信技術(shù)的不斷發(fā)展,對數(shù)據(jù)傳輸速率的要求也越來越高,5G毫米波頻段具有豐富的頻譜資源,可以有效提升數(shù)據(jù)傳輸速率,因此,寬頻帶毫米波技術(shù)被認(rèn)為是未來5G移動(dòng)通信的關(guān)鍵技術(shù)[1]。然而,毫米波存在傳輸損耗大、繞射能力差等缺點(diǎn)[2]。為了改善這一問題,可通過提高陣列天線增益,采用定向高增益補(bǔ)償空間傳輸損耗。然而,高增益天線的波束寬度一般又較窄,導(dǎo)致其覆蓋范圍受限。為了擴(kuò)大覆蓋范圍,可在毫米波陣列天線的基礎(chǔ)上,通過多波束技術(shù)實(shí)現(xiàn)。因此,寬頻帶和多波束技術(shù)對于5G毫米波技術(shù)具有十分重要的意義。

現(xiàn)有的多波束技術(shù)主要有無源多波束、相控陣多波束和數(shù)字多波束,其中無源多波束具有結(jié)構(gòu)簡單、成本較低的優(yōu)點(diǎn)[3]。羅特曼透鏡是一種常用的無源多波束饋電網(wǎng)絡(luò),其基于等光程差原理設(shè)計(jì),理論上具有真時(shí)延、寬頻帶特性,但實(shí)際設(shè)計(jì)中透鏡的結(jié)構(gòu)形式對其帶寬仍然有一定的限制。目前羅特曼透鏡實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)主要有金屬波導(dǎo)結(jié)構(gòu)[4-5]、基片集成波導(dǎo)(Substrate Integrated Waveguide,SIW)結(jié)構(gòu)[6-7]、微帶線結(jié)構(gòu)[8-10]、帶狀線結(jié)構(gòu)[11]和基片集成同軸線(Substrate Integrated Coaxial Line,SICL)結(jié)構(gòu)[12]等。其中金屬波導(dǎo)結(jié)構(gòu)體積龐大、較難集成且傳輸色散模式,帶寬有一定的限制;SIW結(jié)構(gòu)集成度高、體積小、剖面低,但是仍然存在帶寬較窄的缺陷;微帶線結(jié)構(gòu)和帶狀線結(jié)構(gòu)在毫米波頻段損耗大,效率低;而SICL結(jié)構(gòu)的羅特曼透鏡傳輸非色散模式,對帶寬的限制較小,在實(shí)現(xiàn)寬帶羅特曼透鏡上具有很好的潛力。文獻(xiàn)[12]中SICL結(jié)構(gòu)的羅特曼透鏡實(shí)現(xiàn)了較寬的帶寬,但是其移相段長度較長。另外,羅特曼透鏡陣列端口之后的天線單元與SICL移相段的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜,使得多波束陣列天線結(jié)構(gòu)剖面較高。

磁電偶極子天線工作頻帶寬較寬且?guī)?nèi)方向圖穩(wěn)定,因此可以作為羅特曼透鏡的輻射單元。在毫米波頻段,磁電偶極子多采用SIW縫隙耦合饋電形式[13-15],易集成且損耗小,但不能直接和SICL形式的羅特曼透鏡連接使用,采用SICL-SIW轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)會限制天線的帶寬性能,增加天線剖面高度和加工難度,而基于SICL縫隙耦合饋電的磁電偶極子天線可以避免出現(xiàn)上述問題[16-17]。文獻(xiàn)[16]中天線帶寬較窄,且在工作頻帶內(nèi)方向圖最大輻射方向會隨頻率不同而發(fā)生變化。文獻(xiàn)[17]中天線方向圖較為穩(wěn)定,但天線形式仍然較為復(fù)雜。

為了有效解決上述問題,本文設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于5G毫米波的多波束陣列天線,整體結(jié)構(gòu)包括基于SICL的羅特曼透鏡和SICL饋電的磁電偶極子天線兩部分,通過設(shè)計(jì)非色散結(jié)構(gòu)SICL移相段和平板波導(dǎo)透鏡腔體的寬頻帶匹配結(jié)構(gòu)從而實(shí)現(xiàn)羅特曼透鏡的寬頻帶設(shè)計(jì),SICL移相段長度較短。SICL饋電的磁電偶極子天線通過雙模式諧振(0.5λ和λ)實(shí)現(xiàn)寬頻帶工作[18],并且可以直接與設(shè)計(jì)的羅特曼透鏡連接使用,降低多波束陣列天線剖面。通過仿真得出該天線性能優(yōu)良,工作頻帶為20.5～31.5 GHz(約42%),掃描角度為±30°,整體結(jié)構(gòu)簡單緊湊、易集成且剖面低。

1 羅特曼透鏡設(shè)計(jì)

1.1 羅特曼透鏡設(shè)計(jì)原理

羅特曼透鏡的原理示意如圖1所示,其基本形式是基于等光程差原理實(shí)現(xiàn)的。在波束口輪廓上存在G0、F1和F2三個(gè)完美焦點(diǎn),從某一焦點(diǎn)出發(fā)的電磁波依次通過透鏡腔體、移相傳輸線Wn到達(dá)陣列端口,各陣列端口之間等時(shí)延差,從而產(chǎn)生固定方向的波束,不同焦點(diǎn)出發(fā)的電磁波到達(dá)陣列端口的時(shí)延差也不同,因此,不同波束端口饋電時(shí)產(chǎn)生不同方向的波束,各完美焦點(diǎn)之間可以根據(jù)實(shí)際設(shè)計(jì)的光程誤差要求添加其他焦點(diǎn),以產(chǎn)生不同方向的波束。

圖1 羅特曼透鏡原理示意Fig.1 Schematic diagram of Rotman lens

羅特曼透鏡是真時(shí)延結(jié)構(gòu),時(shí)延差與頻率無關(guān),因此在不同頻率時(shí),其波束指向不會發(fā)生變化,理論上具有寬頻帶特性。

1.2 羅特曼透鏡結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)和仿真分析

提出的寬頻帶羅特曼透鏡擬在20.5～31.5 GHz頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)±30°波束掃描,具有損耗低(相對于微帶線形式)、頻帶寬(相對于SIW形式)和移相段長度較小的優(yōu)點(diǎn)。根據(jù)羅特曼透鏡的設(shè)計(jì)原理,表1給出了寬頻帶毫米波羅特曼透鏡的設(shè)計(jì)參數(shù)。

表1 羅特曼透鏡設(shè)計(jì)參數(shù)Tab.1 Design parameters of the proposed Rotman lens

關(guān)鍵參數(shù)的具體確定方式如下:

① 正偏軸焦徑比g、ηmax

理論上羅特曼透鏡除了3個(gè)完美焦點(diǎn)G0、F1、F2外,其他焦點(diǎn)均存在歸一化光程誤差Δl,歸一化光程誤差Δl是正偏軸焦徑比g和天線單元位置η的函數(shù)[7]:

(1)

h=(g-r)cosθ+[r2-(g-r)2sin2θ]1/2,

(2)

(3)

式中:a0=cosα,b0=sinα。通過式(1)～式(3)可以得到歸一化光程誤差Δl關(guān)于天線單元位置η的圖像,如圖2所示,本設(shè)計(jì)中要求歸一化光程誤差Δl不大于0.000 1。

圖2 g=1.13時(shí)不同掃描角度的歸一化光程誤差Fig.2 Normalized path length errors in Rotman lens with g=1.13

此外,文獻(xiàn)[4]給出了g的最佳理論值所滿足的公式為:

(4)

由式(4)計(jì)算可得,g=1.137,從圖2中可以看出,當(dāng)g=1.13、η在±0.8內(nèi)時(shí),歸一化光程誤差Δl均小于0.000 1。綜合考慮,本設(shè)計(jì)中正偏軸焦徑比g取值1.13,歸一化天線單元最大位置ηmax取值0.8。

② 陣元間距d

為避免天線在±β掃描范圍內(nèi)出現(xiàn)柵瓣,天線陣元間距需要滿足:

(5)

式中:λmin為32 GHz所對應(yīng)的自由空間波長,通過計(jì)算,陣元間距d取值6.2 mm。

③ 偏軸焦距F

偏軸焦距F可以通過文獻(xiàn)[7]中的公式確定:

(6)

由式(6)計(jì)算可得,Fmin=31。

④ 移相段長度Wn

文獻(xiàn)[4]給出了歸一化移相段長度wn的計(jì)算公式,其和移相段長度Wn滿足:

在透鏡設(shè)計(jì)中,透鏡外輪廓上的相位誤差已經(jīng)較小,以至于各移相段長度相差比較小,綜合考慮陣元間距d、SICL內(nèi)外導(dǎo)體的寬度以及移相段彎曲程度對傳輸性能的影響,選取W0= 21.25 mm,中間陣列端口和透鏡外輪廓的直線間距僅為15 mm(約F/2)。

在確定關(guān)鍵參數(shù)后,可以根據(jù)文獻(xiàn)[7]中修正后的設(shè)計(jì)方程得到透鏡的基本輪廓,并借助電磁仿真軟件完成建模仿真。

羅特曼透鏡的結(jié)構(gòu)示意如圖3所示,該透鏡有7個(gè)波束端口(B1～B7)、9個(gè)陣列端口(陣列端口1～9)、6個(gè)虛擬端口(D1～D6),透鏡腔體為平板波導(dǎo)結(jié)構(gòu),波束端口和移相段均為SICL結(jié)構(gòu)。透鏡結(jié)構(gòu)有3層介質(zhì)基板,上下2層介質(zhì)基板均采用Rogers RT5880(εr= 2.2,tanδ= 0.000 9),厚度h1為0.254 mm,中間的介質(zhì)基板主要起到粘連作用,采用Rogers RO4450F(εr=3.7,tanδ=0.004),厚度h2為0.1 mm,SICL內(nèi)導(dǎo)體處于粘連層中,移相段以及波束端口和透鏡腔體的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)采用SICL內(nèi)導(dǎo)體錐形過渡為平行板波導(dǎo)上層金屬板的方式,電磁波通過SICL結(jié)構(gòu)傳輸至透鏡腔體的過程中,透鏡腔體僅有下層介質(zhì)基板中存在能量傳輸,結(jié)構(gòu)較為簡單,透鏡整體可實(shí)現(xiàn)寬頻帶工作。

(a)羅特曼透鏡的俯視圖

(b)羅特曼透鏡的側(cè)視圖圖3 羅特曼透鏡的結(jié)構(gòu)示意Fig.3 Geometry of the Rotman lens

SICL和平板波導(dǎo)透鏡腔體的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)對于羅特曼的寬頻帶特性十分重要,但由于透鏡腔體結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜且相較于SICL端口體積較大,因而直接仿真設(shè)計(jì)SICL和透鏡腔體的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)工作量較大,而平板波導(dǎo)可以傳輸TEM模式?；诖?如圖4所示,將透鏡腔體的外側(cè)設(shè)置為理想磁壁后進(jìn)行初步仿真驗(yàn)證[12],仿真優(yōu)化得到的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的S參數(shù)如圖5所示,|S11|在20～33.5 GHz(約50.5%)頻帶內(nèi)低于-10 dB,|S22|在20～34 GHz(約52%)頻帶內(nèi)低于-10 dB,兩端口之間的插入損耗在20～32 GHz(約46%)頻帶內(nèi)低于0.5 dB,轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)具有良好的反射性能和傳輸性能。

圖4 SICL和透鏡腔體的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)Fig.4 Transition structure between SICL and lens area

圖5 SICL和透鏡腔體轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的S參數(shù)Fig.5 S parameter of transition structure between SICL and lens area

將上述轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)用于羅特曼透鏡整體仿真,通過仿真優(yōu)化得到透鏡波束端口的|Sii|(i=1,2,3,4)曲線,如圖6所示,由于天線整體相對于port4鏡像對稱,因此|Sii|(i=1,2,3)=|Sii|(i=5,6,7)。由圖6可以看出,各波束端口的S參數(shù)在20.5～31.5 GHz頻帶內(nèi)低于-10 dB,透鏡反射性能良好。圖7為設(shè)計(jì)的羅特曼透鏡各波束端口之間的隔離度,各波束端口的隔離度在20.5～31.5 GHz頻帶內(nèi)基本都低于-10 dB。其中波束端口B1～B5,的隔離度在20.5～31.5 GHz頻帶內(nèi)均低于-15 dB,而B1和B7之間的隔離度略高于-10 dB,主要原因是兩端口分別處于波束口輪廓上下邊緣,其中一端口(如B1)的能量可以直接或者經(jīng)陣列內(nèi)輪廓反射后進(jìn)入另一端口(如B7),導(dǎo)致兩邊緣端口隔離度較高,但仍滿足設(shè)計(jì)要求。

圖6 SICL結(jié)構(gòu)羅特曼透鏡的S參數(shù)Fig.6 S parameters of the proposed SICL Rotman lens

圖7 羅特曼透鏡各波束端口之間的隔離度Fig.7 Isolation between beam ports of the proposed Rotman lens

圖8所示分別為f=22 GHz和f=30 GHz時(shí),波束端口B1～B4饋電時(shí)各陣列端口的相位分布,由于羅特曼透鏡結(jié)構(gòu)的對稱性,B5～B7饋電時(shí)各陣列端口的相位分布分別與B3、B2和B1饋電時(shí)各陣列端口的相位分布呈鏡像對稱。由圖8可以看出,同一頻率下,不同波束端口饋電時(shí),陣列端口的相位差各不相同,從而使得不同波束端口饋電時(shí)產(chǎn)生不同的波束方向。此外,在不同頻率下,同一波束端口饋電時(shí)的陣列端口相位差也各不相同,但是其時(shí)延差是相等的,這也反映出了羅特曼透鏡的真時(shí)延特性,波束指向與頻率無關(guān)。

(a)f=22 GHz

(b)f=30 GHz圖8 羅特曼透鏡陣列端口相位分布Fig.8 Phase distributions of Rotman lens array ports

2 磁電偶極子天線設(shè)計(jì)

2.1 磁電偶極子天線設(shè)計(jì)原理

磁電偶極子天線是將磁偶極子和電偶極子并聯(lián)從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輻射方向圖,如圖9所示。由于磁偶極子和電偶極子E面和H面互換,其相互結(jié)合后,使得方向圖相互補(bǔ)償,前向輻射增強(qiáng),后向輻射大大減小,同時(shí)在整個(gè)工作頻帶內(nèi)增益穩(wěn)定,交叉極化低。

圖9 磁電偶極子方向圖原理示意Fig.9 Schematic diagram of ME dipole radiation pattern

磁電偶極子的等效電路是由電偶極子和磁偶極子并聯(lián)得到的,如圖10所示,Rm、Lm和Cm分別表示磁偶極子的電阻、電感和電容,Re、Le和Ce分別表示電偶極子的電阻、電感和電容。當(dāng)電偶極子和磁偶極子在同一頻率上諧振時(shí),諧振頻帶的疊加從而拓寬了磁電偶極子的阻抗帶寬。

圖10 磁電偶極子的等效電路示意Fig.10 Equivalent circuit of the ME dipole

2.2 磁電偶極子天線結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)和仿真分析

本設(shè)計(jì)中采用基于SICL饋電的磁電偶極子作為多波束陣列天線的輻射單元,通過雙模式諧振(0.5λ和λ)實(shí)現(xiàn)寬頻帶工作,其帶內(nèi)方向圖穩(wěn)定且可以直接與設(shè)計(jì)的羅特曼透鏡連接使用,使得陣列結(jié)構(gòu)剖面較低。

如圖11所示,所提出的磁電偶極子天線通過SICL饋電,主要結(jié)構(gòu)參數(shù)如表2所示,天線單元尺寸為4.2 mm×3.9 mm×1.5 mm(0.37λ0×0.35λ0×0.13λ0),其中λ0為中心頻率的自由空間波長,SICL結(jié)構(gòu)共有3層介質(zhì)基板,上下2層介質(zhì)基板采用Rogers RT5880(εr=2.2,tanδ=0.000 9),厚度h1為0.254 mm,在上下介質(zhì)基板中間有一層粘連結(jié)構(gòu)Rogers RO4450F(εr=3.7,tanδ=0.004),厚度h2為0.1 mm,SICL內(nèi)導(dǎo)體置于中間粘連結(jié)構(gòu),上層金屬板的矩形縫隙用于耦合饋電,3層介質(zhì)基板、中間的金屬導(dǎo)體以及金屬通孔構(gòu)成SICL結(jié)構(gòu),SICL結(jié)構(gòu)上層介質(zhì)基板采用Rogers RO3035(εr=3.6,tanδ=0.001 5),厚度h3為0.787mm,上層介質(zhì)基板的上表面是金屬貼片,金屬貼片和矩形縫隙的幾何中心重合。矩形縫隙等效為磁偶極子,金屬貼片等效為電偶極子,金屬貼片通過2個(gè)金屬通孔與SICL結(jié)構(gòu)相連。

(a)磁電偶極子三維結(jié)構(gòu)

(b)磁電偶極子俯視圖

(c)磁電偶極子正視圖圖11 基于SICL饋電的磁電偶極子結(jié)構(gòu)示意Fig.11 Geometry of ME dipole antenna with SICL

表2 磁電偶極子天線主要結(jié)構(gòu)參數(shù)Tab.2 Main parameters of ME dipole antenna 單位:mm

通過仿真優(yōu)化得到天線的駐波比(Voltage Standing Wave Ratio, VSWR)和增益曲線,如圖12所示,天線在20.5～32.5 GHz頻帶內(nèi)VSWR均小于2,帶寬約為45%。增益隨著頻率升高逐漸增大,在整個(gè)頻率范圍內(nèi)增益均大于3.5 dBi。

圖12 磁電偶極子增益和駐波比曲線Fig.12 VSWR and gain of the proposed ME dipole

為進(jìn)一步了解所設(shè)計(jì)的磁電偶極子天線的輻射特性,對天線水平金屬貼片和矩形縫隙的電流分布進(jìn)行仿真分析,圖13和圖14分別為f=22 GHz和f=30 GHz時(shí)金屬貼片和矩形縫隙的電流分布。由圖13和圖14可以看出,f=22 GHz時(shí),電流分布呈半波長分布,f=30 GHz時(shí),電流分布呈全波長分布,通過λ/2和λ兩種模式諧振實(shí)現(xiàn)寬頻帶。

(a)f=22 GHz

(b)f=30 GHz圖13 矩形縫隙的電流分布Fig.13 Simulated current distribution on the slot

(a)f=22 GHz

(b)f=30 GHz圖14 金屬貼片的電流分布Fig.14 Current distribution of the patches

磁電偶極子天線分別在20、26、32 GHz時(shí)的E面和H面方向圖如圖15所示。可以看出,在工作頻段內(nèi)天線方向圖穩(wěn)定。

(a)20 GHz

(b)26 GHz

(c)32 GHz圖15 磁電偶極子天線方向圖Fig.15 Radiation patterns of the ME dipole antenna

3 多波束陣列天線設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)的多波束陣列天線的整體結(jié)構(gòu)如圖16所示,包括基于SICL的寬頻帶羅特曼透鏡和寬頻帶磁電偶極子天線兩部分。SICL波束端口饋電時(shí),電磁波通過SICL和平板波導(dǎo)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)進(jìn)入透鏡腔體,進(jìn)而通過同樣的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)進(jìn)入SICL移相段從而使得9個(gè)陣列端口產(chǎn)生等時(shí)延差,不同波束端口饋電時(shí)陣列端口的時(shí)延差不同,產(chǎn)生的波束方向也不同。

通過優(yōu)化仿真得到了多波束陣列的S參數(shù)(包括輸入端的反射系數(shù)和各波束端口的隔離度),圖17為多波束陣列天線的|Sii|(i=1,2,3,4),-10 dB阻抗帶寬約為42%(20.5～31.5 GHz)。圖18(a)為port1～port4間的隔離度,可以看出在20.5～31.5 GHz頻帶內(nèi)各個(gè)端口的隔離度均低于-15 dB。圖18(b)為波束端口B1～B2和波束端口B5～B7之間的隔離度,各端口間的隔離度基本低于-10 dB,只有B1和B7的隔離度略高于-10 dB,與上述羅特曼透鏡各波束端口間的隔離度仿真結(jié)果一致。

圖17 多波束陣列天線的S參數(shù)Fig.17 S parameters of the proposed multibeam antenna array

(a)port1～port4間的隔離度

(b)端口B1～B2和波束端口B5～B7之間的隔離度圖18 多波束陣列天線各端口之間的隔離度Fig.18 Isolation between beam ports of the proposed multibeam array antenna

圖19為f=21、26、30 GHz時(shí)不同波束端口下的歸一化輻射方向圖。由圖19可以看出,當(dāng)波束端口B1～B7分別饋電時(shí),其波束掃描角β分別為-30°、-20°、-10°、0°、10°、20°、30°,與理論設(shè)計(jì)相吻合,另外,也進(jìn)一步驗(yàn)證了波束指向與頻率無關(guān),以及羅特曼透鏡的真時(shí)延特性。

(a)f=21 GHz

(c)f=30 GHz圖19 多波束陣列天線的歸一化輻射方向圖Fig.19 Normalized radiation patterns of the proposed multibeam array antenna

圖20所示為20～31 GHz頻帶內(nèi)不同波束端口饋電時(shí)1×9天線陣列的增益,當(dāng)中間端口(B4)饋電時(shí),天線陣列具有最大增益15.56 dBi,而波束端口B1饋電時(shí)天線陣列增益較低,主要原因是當(dāng)B1饋電時(shí),有一部能量直接或經(jīng)陣列內(nèi)輪廓反射后進(jìn)入邊緣波束端口(如B7),使得與它正對的陣列端口1接收能量較少,導(dǎo)致多波束陣列整體增益略有下降。

圖20 多波束陣列天線的增益Fig.20 Gain of the proposed multibeam array antenna

4 結(jié)束語

本文提出并設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于毫米波的SICL結(jié)構(gòu)的寬頻帶羅特曼透鏡多波束陣列天線。SICL是一種非色散真時(shí)延結(jié)構(gòu),可以更好地實(shí)現(xiàn)羅特曼透鏡的寬頻帶特性,SICL和平板波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)采用以SICL內(nèi)導(dǎo)體錐形過渡到平板波導(dǎo)上層金屬板的方式實(shí)現(xiàn)寬頻帶。羅特曼透鏡之后的基于SICL饋電的磁電偶極子天線通過雙模式諧振(0.5λ和λ)實(shí)現(xiàn)了寬頻帶(45%),其帶內(nèi)方向圖穩(wěn)定、剖面低(0.13λ0)、可以直接與設(shè)計(jì)的羅特曼透鏡連接使用。設(shè)計(jì)的基于羅特曼透鏡的多波束陣列天線帶寬約為42%(20.5～31.5 GHz),在工作頻段內(nèi)可產(chǎn)生7個(gè)不同指向的獨(dú)立波束,掃描覆蓋范圍為±30°,結(jié)構(gòu)簡單、剖面低、集成度高,可以有效改善毫米波高增益天線波束寬度窄、掃描范圍有限的問題,對于寬頻帶毫米波應(yīng)用具有十分重要的意義。