交錯并聯(lián)LLC諧振的雙向AC-DC變換器

鄧孝祥, 黃治峰

(黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院, 哈爾濱 150022)

0 引 言

目前儲能系統(tǒng)主要應(yīng)用于電網(wǎng)輸配及可再生能源并網(wǎng)等方向,具有很好的發(fā)展前景,可作為電力系統(tǒng)的緊急備用電源,也可應(yīng)用于光伏發(fā)電及電動汽車等新興技術(shù)[1-4]。隨著儲能技術(shù)的不斷進(jìn)步,雙向AC-DC變換器在實(shí)現(xiàn)儲能系統(tǒng)和電網(wǎng)的能量雙向轉(zhuǎn)換方面起著至關(guān)重要作用,所以儲能系統(tǒng)中所用到的雙向AC-DC變換器的優(yōu)化設(shè)計(jì)得到了非常高的關(guān)注。

傳統(tǒng)上單相AC-DC變換器為全橋拓?fù)?利用PWM調(diào)制,將電網(wǎng)的交流電能轉(zhuǎn)換成直流電能,實(shí)現(xiàn)AC-DC變換器對電網(wǎng)電壓的快速跟蹤,降低輸出電壓紋波率。目前,大多數(shù)單相AC-DC變換器采用的是雙極性和單極性PWM調(diào)制,但兩者在一個開關(guān)周期內(nèi)需要四個開關(guān)改變狀態(tài)[5-10],故提出一種優(yōu)化PWM調(diào)制策略來控制圖騰柱無橋PFC,在一個開關(guān)周期里,僅改變前橋臂其中一個開關(guān)管的狀態(tài),從而實(shí)現(xiàn)圖騰柱無橋PFC的泵升電感的充放電,這樣不僅抬升了前級的輸出電壓,還減小了變換器的開關(guān)損耗。

雙向AC-DC變換器根據(jù)功率變換等級分為單級式和多級式。單級式的變換器只通過一級的變換器,就將交流側(cè)電能依次傳輸?shù)截?fù)載側(cè),結(jié)構(gòu)比較簡單,但缺少電氣隔離,控制方式也比較復(fù)雜[11-12]。多級式雙向AC-DC變換器有雙級式和三級式等,其中,雙級式運(yùn)用范圍最廣。多級式變換器需要更多的開關(guān)管和磁性元件,具有更快控制儲能系統(tǒng)的充放電能力,但是會降低變換器的功率密度,不能實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動。單級式雙向AC-DC變換器有半橋型和全橋型等,其中全橋非隔離型雙向AC-DC變換器應(yīng)用較廣泛[13]。圖騰柱無橋PFC是由四個MOSFET開關(guān)管和泵升電感構(gòu)成,本質(zhì)上起著抑制諧波和功率因數(shù)校正的作用。

基于上述分析,筆者設(shè)計(jì)一種前級以優(yōu)化PWM調(diào)制策略控制圖騰柱無橋PFC,后級為具有低壓側(cè)同步整流管驅(qū)動控制,交錯并聯(lián)LLC諧振的雙向AC-DC變換器。

1 電路主拓?fù)浞治?/h2>

電路主拓?fù)涫遣捎脙杉壥浇Y(jié)構(gòu)的雙向AC-DC變換器,它能較容易控制儲能系統(tǒng)的充放電,而且能較好地利用直流母線。其工作基本原理,如圖1所示。

圖1 兩級式雙向AC-DC變換器工作基本原理Fig.1 Basic principle of two-stage bidirectional AC-DC converter

雙向DC-DC變換器從是否具有電氣隔離功能的角度可分為隔離型和非隔離型兩類。該電路采用隔離型的交錯并聯(lián)雙向LLC諧振DC-DC變換器。雙向LLC諧振變換器的優(yōu)勢在于,它可以在輸入和負(fù)載寬范圍變化下穩(wěn)定調(diào)節(jié)輸出,在全范圍工作下能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓切換,有著軟開關(guān)作用,提高了效率[14-15]。而常見的非隔離型拓?fù)淙鏐uck等,這些拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)是不需要變壓器,結(jié)構(gòu)簡單,易于實(shí)現(xiàn)較高的功率密度。但其缺點(diǎn)是開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài),無法實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)導(dǎo)致開關(guān)管的開關(guān)損耗增加,進(jìn)而效率低。

主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。其中,前級為優(yōu)化PWM調(diào)制策略控制圖騰柱無橋PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),包括:由C1、C2、L1構(gòu)成的π型濾波電路,輸入網(wǎng)側(cè)電感Ls,高速M(fèi)OSFET管(S1、S2),交流線頻率整流同步MOSFET管(S3、S4),輸出直流母線電容Cs。后級為交錯并聯(lián)雙向LLC諧振變換器,包括:諧振電容(Cr1、Cr2、Cr3、Cr4),變壓器勵磁電感(Lm1、Lm2),諧振電感(Lr1、Lr2),MOSFET管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8),變壓器(T1、T2),輸出濾波電容C4。

1.1 優(yōu)化PWM控制的圖騰柱無橋PFC拓?fù)?/h3>

采用優(yōu)化PWM調(diào)制的控制策略,正向工作時(shí),實(shí)現(xiàn)交流網(wǎng)側(cè)對直流側(cè)電壓的調(diào)節(jié),將前級的圖騰柱無橋PFC等效的電路,如圖3所示。

文中的優(yōu)化PWM控制策略思想:在一個開關(guān)周期里,僅改變前橋臂其中一個開關(guān)管的狀態(tài),從而實(shí)現(xiàn)圖騰柱無橋PFC泵升電感的充放電,減小了變換器的開關(guān)損耗。其工作過程可分為正半周期和負(fù)半周期。在正半周期內(nèi)S4導(dǎo)通,S3關(guān)斷。在負(fù)半周期內(nèi)S3導(dǎo)通,S4關(guān)斷。正半周期的工作原理,如圖4所示。負(fù)半周期的工作原理,如圖5所示。

圖4 正半周期工作模態(tài)Fig.4 Positive half-period operating mode

圖5 負(fù)半周期工作模態(tài)Fig.5 Negative half-period operating mode

工作在正半周期時(shí)分為兩個工作模態(tài)。模態(tài)一:S2、S4導(dǎo)通,S1、S3關(guān)斷。電流路徑為交流源正極—電感L—高頻開關(guān)管S2—低頻開關(guān)管S4—交流源負(fù)極。此過程中輸入電感L儲能,負(fù)載所需的能量由電容C提供。模態(tài)二:S1、S4導(dǎo)通,S2、S3關(guān)斷。電流路徑為:交流源正極—電感L—續(xù)流開關(guān)管S1—負(fù)載—低頻開關(guān)管S4—交流源負(fù)極。此過程中輸入電感L釋放能量。

工作在負(fù)半周期時(shí),同樣分為兩個工作模態(tài)。模態(tài)一:S1、S3導(dǎo)通,S2、S4關(guān)斷。電流路徑為交流源負(fù)極—低頻開關(guān)管S3—高頻開關(guān)管S1—電感L—交流源正極。此過程中輸入電感L儲能,負(fù)載所需的能量由電容C提供。模態(tài)二:S2、S3導(dǎo)通,S1、S4關(guān)斷。電流路徑為交流源負(fù)極—低頻開關(guān)管S3—負(fù)載—續(xù)流開關(guān)管S2—電感L—交流源正極。此過程中輸入電感L釋放能量。

綜述所述,正向工作時(shí),利用優(yōu)化PWM控制策略,不論是在正半周期還是負(fù)半周期,都能使變換器交流側(cè)電感電壓適當(dāng)?shù)脑黾踊蛘邷p小,完成電感的充放電,實(shí)現(xiàn)前級輸出電壓的抬升。

反向工作時(shí),此部分電路用作全橋逆變,同樣采取優(yōu)化PWM控制策略,能夠?qū)崿F(xiàn)DC-AC變換。

1.2 交錯并聯(lián)雙向LLC拓?fù)?/h3>

交錯并聯(lián)雙向LLC諧振變換器的主電路大致分為以下幾個部分:開關(guān)網(wǎng)絡(luò)由一次側(cè)開關(guān)管(Q1、Q2、Q3、Q4),二次側(cè)開關(guān)管(Q5、Q6、Q7、Q8)組成;原邊諧振腔由并聯(lián)的兩組兩個相等的諧振電容(Cr1、Cr2)與(Cr3、Cr4),諧振電感(Lr1、Lr2),勵磁電感(Lm1、Lm2)組成,輸出由濾波電容C4組成,其結(jié)構(gòu)如圖6所示。并聯(lián)的兩組LLC變換器的驅(qū)動信號相差90°,不僅可以增大LLC變換器的輸出功率,還降低了輸出側(cè)的電流紋波,輸出較為平穩(wěn)的均衡電流,獲得更高的電壓增益。

圖6 輸入并聯(lián)輸出并聯(lián)雙向LLC諧振變換器結(jié)構(gòu)Fig.6 Input parallel output parallel two-way LLC resonant converter structure

文中采用的是非對稱結(jié)構(gòu)的交錯并聯(lián)雙向LLC諧振變換器拓?fù)?因此,對LLC諧振變換器的基本結(jié)構(gòu)和雙向工作模態(tài)進(jìn)行了分析,其基本結(jié)構(gòu),如圖7所示。Q1和Q2為LLC變換器原邊側(cè)開關(guān)管,Q3和Q4為副邊側(cè)同步整流管;諧振電感Lr、勵磁電感Lm和諧振電容Cr1、Cr2組成LLC變換器的諧振槽。

圖7 雙向LLC諧振變換器的基本電路Fig.7 Basic circuit diagram of two-way LLC resonant converter

根據(jù)LLC諧振變換器的基本結(jié)構(gòu),此拓?fù)浯嬖趦蓚€諧振頻率工作點(diǎn),第一諧振頻率點(diǎn)fr和第二諧振頻率點(diǎn)fm分別為

利用基波分析法,可以得出LLC諧振變換器的等效電路,如圖8所示。

圖8 雙向LLC諧振變換器的等效電路Fig.8 Equivalent circuit of bidirectional LLC resonant converter

正向工作時(shí),此拓?fù)淇蓪?shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通(ZVS),副邊開關(guān)管的零電流關(guān)斷(ZCS)[16]。設(shè)諧振變換器的開關(guān)頻率為fs,通過fs與fr,fm進(jìn)行比較,可以得到三種諧振變換器的工作區(qū)域。分別是:超諧振區(qū)域即fs>fr、次諧振區(qū)域即fm

反向工作時(shí),由圖8可知,等效的LLC諧振變換器也會出現(xiàn)兩個諧振點(diǎn),當(dāng)工作頻率fs高于第一諧振頻率fr時(shí),勵磁電感不參與工作,參與諧振工作的只有諧振電感和諧振電容[17],此時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)二次側(cè)開關(guān)管的ZVS。

在LLC諧振變換器工作時(shí),考慮到如果低壓側(cè)采用不控整流管,則輸出側(cè)的熱損耗較大。為了提高系統(tǒng)效率,采取低壓側(cè)使用同步整流管代替肖特基二極管,減小變換器的導(dǎo)通損耗,降低了輸出整流電路的功率損耗。但是電路工作在死區(qū)這段時(shí)間內(nèi),如果同步整流管Q3或Q4仍維持導(dǎo)通,則低壓側(cè)能量會傳輸?shù)礁邏簜?cè),其現(xiàn)象如圖9所示。

圖9 同步整流LLC低壓側(cè)能量回灌Fig.9 Energy recharge of low-pressure side of synchronous rectifier LLC

考慮到同步整流開關(guān)管可能會存在誤導(dǎo)通的情況,造成低壓側(cè)能量通過變壓器回灌到高壓側(cè),故采取驅(qū)動其中一組同步整流管時(shí),加入一組延時(shí)同步整流驅(qū)動信號,使其延遲導(dǎo)通。通過對拓?fù)涞姆治?采取交錯并聯(lián)LLC變換器兩組同步整流驅(qū)動信號相差90°,使同步整流開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS,進(jìn)而提高效率。

2 系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計(jì)

針對兩級式結(jié)構(gòu)的雙向AC-DC變換器,分別設(shè)計(jì)了前級圖騰柱無橋PFC和后級交錯并聯(lián)雙向LLC諧振變換器的參數(shù),以及LLC諧振變換器的環(huán)路補(bǔ)償參數(shù)設(shè)計(jì)。其具體參數(shù)為模擬電網(wǎng)電壓范圍:220 VAC、直流母線電壓范圍為300～420 VDC,前級PFC開關(guān)頻率為25 kHz,后級LLC第一諧振頻率為150 kHz,低壓側(cè)輸出電壓為12 VDC,總功率為1 800 W。

2.1 無橋PFC泵升電感與母線電容設(shè)計(jì)

前級輸入側(cè)圖騰柱無橋PFC的泵升電感起著儲能與釋能的作用,而且前級輸出側(cè)的直流母線電容為后級雙向LLC諧振變換器提供穩(wěn)定的輸入電壓,平衡前后級能量。對于泵升電感和直流母線電容的參數(shù)計(jì)算如下。

輸入電流最大峰值為

(1)

式中:Ipk,max——輸入最大峰值電流,A;

Po,max——最大輸出功率,W;

Vi,min——最小輸入電壓,V;

η——效率,文中取0.85。

電感電流最大紋波為

ΔIL,max=0.2Ipk,max。

(2)

最小輸入電壓的峰值處對應(yīng)的占空比為

(3)

泵升電感值為

(4)

式中:Ls——泵升電感,mH;

Ts——開關(guān)周期,s。

直流母線電容值

(5)

根據(jù)前級設(shè)計(jì)要求,把相關(guān)數(shù)據(jù)代入式(1)～(5)中,得出泵升電感Ls為0.45 mH,前級輸出側(cè)直流母線電容Cs取220 μF。

2.2 交錯并聯(lián)雙向LLC諧振變換器參數(shù)

在設(shè)計(jì)LLC諧振變換器必須先確定變換器的工作區(qū)域,本文將LLC諧振變換器設(shè)計(jì)工作在ZVS區(qū)域,開關(guān)頻率范圍為120～300 kHz,第一諧振頻率為150 kHz。

變壓器匝比為

式中:VI——輸入電壓,V;

VO——輸出電壓,V。

勵磁電感為

設(shè)諧振頻率為150 kHz,查閱有關(guān)開關(guān)管數(shù)據(jù)手冊,取Coss=215 pF,死區(qū)時(shí)間設(shè)為200 ns。根據(jù)計(jì)算結(jié)果,勵磁電感Lm感量小于320 μH,所以Lm的值取為100 μH。

諧振電感Lr,通過分析,LLC諧振變換器的電壓增益與勵磁電感和諧振電感有關(guān)。不妨設(shè)勵磁電感和諧振電感的比值為k,k值越小,變換器的電壓增益接近于1;k值越大,變換器的增益越大。為了變換器工作頻率范圍寬且電壓增益最優(yōu),文中則選擇k值為5,可得Lr=18 μH。

最大品質(zhì)因數(shù)為

式中:Gmax——電壓最大增益;

Gmin——電壓最小增益。

最大開關(guān)頻率和最小開關(guān)頻率為

式中:fr——諧振頻率,kHz;

f——開關(guān)頻率,文中取150 kHz。

諧振電容參數(shù)為

Cr1、Cr2、Cr3、Cr4為雙向LLC變換器的諧振電容,nF。

2.3 LLC諧振變換器的環(huán)路補(bǔ)償參數(shù)設(shè)計(jì)

文中對后級的交錯并聯(lián)雙向LLC諧振變換器建立LLC諧振變換器的小信號模型,推導(dǎo)出控制-輸出傳遞函數(shù)為

(6)

式中:RL——Co等效串聯(lián)電阻,Ω;

Lr——輸出等效串聯(lián)電感,mH;

fo——開關(guān)頻率,kHz。

傳遞函數(shù)表達(dá)式中變量定義如下:

通過分析傳遞函數(shù)與系統(tǒng)的關(guān)系,得到控制系統(tǒng)框圖,如圖10所示。其中,Gc_vb(s)為PI控制器的補(bǔ)償傳遞函數(shù)。

圖10 LLC諧振變換器系統(tǒng)Fig.10 LLC resonant converter system control

由圖10可見,加入環(huán)路補(bǔ)償參數(shù)后的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

將式(6)代入補(bǔ)償傳遞函數(shù),得到補(bǔ)償?shù)暮蟮膫鬟f函數(shù)為

(7)

利用Matlab對式(7)分析,得到系統(tǒng)補(bǔ)償后的波特圖,如圖11所示。

圖11 補(bǔ)償后波特圖Fig.11 Compensated postporte chart

由圖11可知,加入環(huán)路補(bǔ)償函數(shù)后,系統(tǒng)的穿越頻率約為17 kHz,低頻段和高頻段的斜率都為-40 dB/(°),相角裕度為45°,系統(tǒng)比較穩(wěn)定。

3 仿真與結(jié)果分析

3.1 圖騰柱無橋PFC

通過Matlab中的Simulink實(shí)驗(yàn)平臺搭建了前級圖騰柱無橋PFC的仿真模型進(jìn)行仿真研究,如圖12所示。仿真參數(shù)設(shè)置如下:交流輸入電網(wǎng)峰值311 V,頻率50 Hz,輸入電感值為1 mH,輸出電壓值為400 V,開關(guān)頻率為25 kHz。

通過仿真得到輸出電壓波形,如圖13a所示。測得輸入電流的THD值如圖13b所示。由圖13可以看出,輸出電壓較穩(wěn),其紋波率為1.2%,輸入電流的THD值為0.70%。

為了驗(yàn)證優(yōu)化PWM控制策略可以使前級PFC能夠在電網(wǎng)電壓畸變等情況下穩(wěn)定運(yùn)行。仿真時(shí),在輸入電網(wǎng)側(cè)加入三次電壓諧波信號與五次電壓諧波信號,前級PFC輸出電壓波形與圖13a的波形基本一致,驗(yàn)證了優(yōu)化PWM控制策略的可行性。加入電壓諧波信號的PFC輸出電壓波形,如圖14所示。電壓紋波率為3.4%。

圖14 有諧波信號的PFC輸出電壓波形Fig.14 PFC output voltage waveform with harmonic signal

3.2 交錯并聯(lián)雙向LLC

通過PSIM實(shí)驗(yàn)平臺搭建了交錯并聯(lián)雙向LLC變換器的仿真模型,并進(jìn)行了仿真研究。交錯并聯(lián)雙向LLC變換器正向工作時(shí),如圖15所示。仿真參數(shù)設(shè)置如下:直流輸入電壓為300～420 V,變壓器原副邊變比為15∶1,輸出電壓12 V,輸出電流值150 A,額定功率為1 800 W,開關(guān)頻率為150 kHz。

圖15 交錯并聯(lián)雙向LLC正向工作仿真模型Fig.15 Interleaved parallel bidirectional LLC forward working simulation model

當(dāng)直流輸入額定電壓360 V時(shí),通過仿真得到輸出電壓波形圖和輸出電流波形如圖16所示?？梢缘玫降蛪簜?cè)輸出電壓穩(wěn)定12 V(±10%),輸出電流穩(wěn)定在150 A,可作為下一級逆變的輸入。

圖16 正向低壓側(cè)輸出電壓電流的仿真波形Fig.16 Simulation waveform of output voltage and current on forward low voltage side

交錯并聯(lián)雙向LLC變換器反向工作時(shí),其仿真模型如圖17所示。仿真參數(shù)設(shè)置如下:低壓側(cè)輸入電壓為12 V,額定功率為1 800 W,開關(guān)頻率150 kHz,輸出電壓直流母線電壓為360 V。

圖17 交錯并聯(lián)雙向LLC反向工作仿真模型Fig.17 Interleaved parallel bidirectional LLC reverse working simulation model

當(dāng)反向工作,低壓側(cè)直流輸入電壓為12 V時(shí),通過仿真得到輸出直流側(cè)母線電壓波形,如圖18a所示。可知直流母線電壓比較穩(wěn)定在360 V;輸出并入電網(wǎng)的交流電壓波形,如圖18b所示。可知交流電壓穩(wěn)定在220 V。交錯并聯(lián)雙向LLC變換器在正向工作和反向工作時(shí),兩相同步整流管的驅(qū)動信號設(shè)計(jì)為相差90°,以正向工作為例,同步整流管Q5、Q6、Q7、Q8的驅(qū)動信號仿真波形,如圖19所示。

圖18 反向直流母線、輸出電壓波形Fig.18 Reverse DC bus, output voltage waveform

圖19 同步整流管驅(qū)動信號波形Fig.19 Synchronous commutator drive signal waveform

由圖19可見,紅色和藍(lán)色分別是同步整流管Q5、Q6的驅(qū)動信號,橙色和紫色分別是同步整流管Q7、Q8的驅(qū)動信號,可以看出,兩相同步整流管的驅(qū)動信號大致相差90°,符合設(shè)計(jì)要求。

4 結(jié) 論

基于優(yōu)化PWM調(diào)制策略控制圖騰柱無橋PFC和交錯并聯(lián)雙向LLC諧振電路的兩級式雙向AC-DC變換器進(jìn)行了研究。

(1)建立了雙向LLC諧振變換器的等效電路模型,指出了LLC諧振的頻率工作點(diǎn)和實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通的產(chǎn)生機(jī)理。

(2)針對前級圖騰柱無橋PFC,提出了一種優(yōu)化PWM控制策略,實(shí)現(xiàn)圖騰柱無橋PFC的泵升電感的充放電,減小了變換器的開關(guān)損耗。為了提高系統(tǒng)效率,后級低壓側(cè)采取使用同步整流管代替肖特基二極管,減小變換器的導(dǎo)通損耗。

(3)根據(jù)技術(shù)指標(biāo),設(shè)計(jì)了相關(guān)參數(shù)和控制策略,并通過仿真平臺,對指標(biāo)要求進(jìn)行了仿真驗(yàn)證,可實(shí)現(xiàn)正向工作輸入交流電220±10% V,輸出直流電12 V,額定功率1 800 W;反向工作輸入直流12 V,輸出交流電220 V,驗(yàn)證了文中的理論分析以及優(yōu)化控制策略的正確性。