光伏電池的數(shù)字三端口DC-DC變換器設(shè)計

李勝銘，郝智賢，吳振宇

（大連理工大學(xué)創(chuàng)新創(chuàng)業(yè)學(xué)院，遼寧大連 116024）

0 引 言

太陽能作為綠色能源，常用于光伏電池充電。但利用太陽能發(fā)電的光伏電池受光照強(qiáng)度影響大，具有間歇性，波動性。因此需要配合蓄電池使用，來保證整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性和連續(xù)性［1-3］。傳統(tǒng)方式常采用多個兩端口變換器來分別連接光伏電池、負(fù)載以及蓄電池，這樣設(shè)計存在組件多、可靠性差、效率低的問題［4］。針對該挑戰(zhàn)，眾多研究者希望采用三端口變換器，3 個端口分別連接光伏電池，負(fù)載，蓄電池。相較于傳統(tǒng)的多個兩端口變換器設(shè)計，三端口變換器結(jié)構(gòu)簡單、尺寸小、可靠性高、系統(tǒng)損耗小，更適用于光伏電池供電系統(tǒng)。

為將三端口電路應(yīng)用于光伏電池，以解決光伏電池能量輸出的間歇性的問題，馬圣全等［5］設(shè)計了一種基于開關(guān)電容的三端口DC-DC變換器，該變換器將開關(guān)電容融入三端口DC／DC 變換器中。但開關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)復(fù)雜，加大了設(shè)計難度。陳潤若等［6］設(shè)計了一種適用于寬輸入電壓范圍的三端口變換器，該種變換器輸入電壓范圍寬，但能量變換效率較低。孫孝峰等［7］采用PWM和雙移相控制實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，但電路中應(yīng)用了變壓器，電路設(shè)計成本高且體積較大。

本文以面向數(shù)字電源應(yīng)用的高性能STM32G474RET6 控制器為核心，設(shè)計光伏電池數(shù)字三端口變換器，具有單輸入雙輸出（Single Input Double Output，SIDO）和雙輸入單輸出（Double Input Single Output，DISO）2 種狀態(tài)。當(dāng)光伏電池提供的功率不足時，為DISO 狀態(tài)，電池將輸出從而補(bǔ)足系統(tǒng)輸出功率；當(dāng)光伏電池輸出功率大于需求時，為SIDO 狀態(tài)，電池會存儲多余的能量。從而獲得結(jié)構(gòu)簡潔、轉(zhuǎn)換效率高的高效三端口DC-DC變換器，同時其具有完全數(shù)字控制，靈活性高，擴(kuò)展性強(qiáng)的功能。

1 系統(tǒng)總體設(shè)計方案

圖1 所示為三端口變換器系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)。系統(tǒng)用直流穩(wěn)壓電源，理想二極管，10 Ω 負(fù)載來模擬光伏輸出。其中10 Ω負(fù)載用來模擬光伏電池內(nèi)阻，用US的大小代替太陽光的強(qiáng)度。

圖1 光伏電池三端口變換器系統(tǒng)框圖

三端口穩(wěn)壓變換器設(shè)計采用了以BUCK-BOOST為核心的電路結(jié)構(gòu)，同時通過微處理器實(shí)現(xiàn)MPPT 算法，其設(shè)計原理如圖2 所示。由圖可知，模擬光伏電池輸入電路后，其輸出電流和電壓通過電壓和電流采樣電路送至STM32G474RET6 的片上模數(shù)轉(zhuǎn)換器，經(jīng)濾波等處理后，通過高分辨率定時器輸出2 路互補(bǔ)PWM波來控制BUCK-BOOST 電路，實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)追蹤；然后通過BOOST 電路升壓，同時對BOOST 電路的輸出電壓、電流進(jìn)行采樣，進(jìn)行閉環(huán)控制，從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出與過流保護(hù)。

圖2 光伏電池三端口變換器設(shè)計原理

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計

2.1 主控制器

主控制器選用STM32G474RET6 微控制器，其內(nèi)核為最高主頻可達(dá)170MHZ的32 bit ARM Cortex-M4。其內(nèi)置模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）模塊，擁有15 個定時器，可在不使用外部器件的情況下完成信號采樣、PWM輸出等任務(wù)。

2.2 半橋驅(qū)動電路

半橋驅(qū)動電路選用大功率MOSFET 驅(qū)動芯片EG3012，其內(nèi)部集成了邏輯信號輸入處理電路、死區(qū)時控制電路等。同時該芯片可支持1A 的驅(qū)動灌拉電流，自帶死區(qū)控制，可有效地避免上下管同時導(dǎo)通的情況。其電路如圖3 所示。由圖可知，半橋電路主要由電阻，濾波電容，二極管組成。HI 和LI 由控制器提供互補(bǔ)帶死區(qū)控制的PWM 信號。同時半橋電路的電源輸入加入濾波電容，濾去高頻雜波影響。

2.3 BUCK-BOOST電路

系統(tǒng)中升降壓電路選用四開關(guān)BUCK-BOOST，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4 所示。

圖4 中，Q1與Q2互補(bǔ)導(dǎo)通，Q3和Q4互補(bǔ)導(dǎo)通。輸出電壓如下式所示：

式中：UOUT1為輸出電壓；UIN1為輸入電壓；W1、W4為Q1、Q4的占空比。為使半橋上管能正常工作，將4 個MOS管的占空比范圍設(shè)置到10%到90%。當(dāng)UIN1大于UOUT1時，W4保持90%占空比，W1可變，此時電路工作為BUCK電路；當(dāng)UIN1小于UOUT1時，W1保持90%占空比，W4可變，此時電路工作為BOOST電路；當(dāng)UIN1等于UOUT1時，處于中間模態(tài)，進(jìn)行BUCK，BOOST模式的自動切換。

2.4 電流采樣電路的設(shè)計

電流采樣電路采用INA282AIDR 芯片，此芯片的優(yōu)勢在于可實(shí)現(xiàn)高端電流采樣，降低對電源的干擾，其電路如圖5 所示。

圖中：IN端為輸入電流；C1、C3為旁路電容，濾除電源噪聲，提高電源質(zhì)量；R2與C2組成RC濾波電路，對輸出電壓信號進(jìn)行濾波；SENSE連接至控制器ADC采集電壓；R1為采集電阻。

系統(tǒng)中，輸入電流為0～4A，INA282 芯片自帶50倍信號放大電路，控制器采集電壓范圍為0～3.3 V，但應(yīng)給控制器采集留有一定裕量，故控制器采集到的最大電壓設(shè)置為3.0 V，采集電阻

2.5 電壓采樣電路的設(shè)計

電壓采樣電路采用OPA2350 芯片，相對于通用運(yùn)放，OPA2350 具有低漂移電壓和更高帶寬，能夠更好地采集放大電壓信號，其電路如圖6 所示。輸出電壓

圖6 電壓采樣電路

UIN范圍為12.5～27.5 V，UIN＿SENSE由控制器ADC采集，UIN＿SENSE的采樣范圍取0.625～1.375 V。其中，R1選取20 kΩ，R2選取1 kΩ，R3選取20 kΩ，R4選取1 kΩ，R5與C2組成低通濾波，C1起到了輸入電壓噪聲吸收作用，C3、C4為放大器電源去耦，D1為TVS二極管，起保護(hù)作用，防止電壓過高燒壞控制器端口。

2.6 過流保護(hù)電路設(shè)計

過流保護(hù)電路采用JQC-3FF-S-Z 繼電器，其電路如圖7所示。H1接5 V供電，H2由控制器提供信號，U1控制外部電路通斷，由控制器采集電流，當(dāng)電流大于2 A時，控制器向H2提供信號，信號經(jīng)三極管的放大，提供給JQC-3FF-S-Z繼電器，開啟過流保護(hù)。

圖7 繼電器過流保護(hù)電路

2.7 升壓穩(wěn)壓電路設(shè)計

升壓采用同步整流BOOST電路，半橋管驅(qū)動電路同圖4，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖8 所示。同步整流BOOST 電路中Q1與Q2互補(bǔ)導(dǎo)通，其輸出電壓

圖8 同步整流BOOST電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

式中：UOUT2為輸出電壓；UIN2為輸入電壓；K1為Q1的占空比，由STM32G474 控制器計算給出，從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓控制。

3 算法及程序設(shè)計

3.1 BUCK-BOOST控制算法設(shè)計

系統(tǒng)中，BUCK-BOOST控制算法流程如圖9 所示，圖中，系統(tǒng)程序先對時鐘、I／O 初始化后，對ADC1、ADC2 和HRTIM初始化，通過HRTIM輸出互補(bǔ)PWM，ADC1、ADC2 同步模式進(jìn)行同步采集電壓、電流；然后對采集到的數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT 計算，濾去采集到的高頻信號，依據(jù)MPPT算法得到總占空比W，再對W進(jìn)行處理得到W1、W4，即：

圖9 BUCK-BOOST控制程序流程圖

當(dāng)W＜0.9 時，處于BUCK模式，當(dāng)W＞0.9 時，處于BOOST模式。

3.2 MPPT控制算法設(shè)計

為更好地實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)追蹤，采用擾動觀察法（MPPT-P＆O）［8］。其工作原理是按照固定的時間間隔增大或減小電池兩端的電壓，然后測量其功率，與擾動之前的功率相比，若功率值增加，則表示擾動方向正確，可朝同一方向擾動；若擾動后的功率值小于擾動前，則朝相反的方向擾動，不斷重復(fù)循環(huán)以上步驟，直到功率的上下波動在一個可以接受的范圍。

設(shè)計的MPPT 控制算法流程圖如圖10 所示，圖中，PK、PK－1是分別是當(dāng)前時刻和前一時刻的功率；W為占空比；WK、WK－1分別為當(dāng)前時刻和前一時刻的W；UK、IK為當(dāng)前時刻的電壓和電流；Δp、ΔW分別為功率和總占空比變化。其表達(dá)式為：

圖10 P＆O程序流程圖

在光伏電池的功率特性曲線中，最大功率點(diǎn)左邊，功率隨電壓變化小；最大功率點(diǎn)右邊，功率隨電壓變化大［9］。而占空比W和電壓是負(fù)相關(guān)關(guān)系，因此在最大功率點(diǎn)左邊，選擇一個較小的占空比步長；而在最大功率點(diǎn)右邊，選擇一個較大的占空比步長，從而在加快跟蹤效果的同時保證精度。此外，為了更高精度的逼近最大功率點(diǎn)，在最大功率點(diǎn)附近（功率差在臨界功率差范圍內(nèi)）選擇較小的步長。經(jīng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，該種方法對傳感器精度要求較低，成本低廉，易于實(shí)現(xiàn)［10-11］，算法經(jīng)改進(jìn)后能較好地應(yīng)用于光伏系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤控制［12-13］。故在圖10 中分別選擇了0.002 5、0.003、0.025、0.03 這4 個不同的占空比步長。

3.3 升壓穩(wěn)壓電路控制算法設(shè)計

系統(tǒng)升壓輸出的穩(wěn)壓控制流程如圖11 所示，由圖可知，對時鐘、TIM2、ADC3、I／0 口初始化，然后TIM2輸出的互補(bǔ)PWM，通過ADC3 對輸出電壓，輸出電流進(jìn)行采樣，將采樣得到的數(shù)據(jù)通過增量式PID 計算得到K1，然后調(diào)整TIM2 的占空比K1，并判斷輸出電流是否過大，若過大進(jìn)行過流保護(hù)。

圖11 系統(tǒng)升壓輸出穩(wěn)壓軟件流程圖

增量式PID計算如下式所示：

式中：K1是TIM2 輸出的互補(bǔ)PWM 占空比，K1＿last是上次TIM2 輸出的互補(bǔ)PWM占空比；ek為誤差；Kp，Ki，Kd分別為比例、積分、微分參數(shù)。系統(tǒng)中采用增量式PID，算法采用加權(quán)處理，僅與最近3 次的采樣值有關(guān)，很好地避免了積分飽和現(xiàn)象［14］。

4 實(shí)驗(yàn)流程設(shè)計

圖12 所示為光伏電池三端口變換器實(shí)物圖。

圖12 光伏電池三端口變換器實(shí)物圖

實(shí)驗(yàn)流程的步驟如下：

步驟1按實(shí)物圖連接系統(tǒng)電路，編譯、調(diào)試并燒錄代碼。

步驟2將輸出口連接TH8101 電子負(fù)載；輸入電壓、電流測量口、電池電壓、電流測量口均連接DM3058E萬用表；輸入口連接直流穩(wěn)壓電源。

步驟3檢查線路，連接無誤后，啟動電源，系統(tǒng)開始運(yùn)行。

步驟4將輸入口調(diào)節(jié)至50 V，通過TH8101 電子負(fù)載將輸出電流調(diào)至1.2 A，記錄此時系統(tǒng)輸出電壓。

步驟5在輸出電流為1.2A的條件下，在25～55 V范圍改變輸入電壓，記錄輸出電壓，并計算電壓調(diào)整率。

步驟6在輸入電壓不變的條件下，通過TH8101電子負(fù)載將輸出電流由1.2 A調(diào)至0.6 A，記錄輸出電壓，并計算負(fù)載調(diào)整率。

步驟7在25～55 V范圍改變輸入電壓，測量模擬內(nèi)阻（用大功率電阻代替）后電壓，將其與輸入電壓的1／2 進(jìn)行比較，來反映最大功率點(diǎn)追蹤的效果。

步驟8分別將輸入電壓調(diào)至35 和50 V，輸出電流調(diào)至1.2 A，通過電池電流的正負(fù)來判斷所處狀態(tài)，并計算效率。

5 系統(tǒng)實(shí)物測試

對光伏電池數(shù)字三端口穩(wěn)壓變換器進(jìn)行了整體系統(tǒng)測試。其中電源輸入由DP832 實(shí)驗(yàn)電源提供，測試儀器使用DM3058E萬用表，負(fù)載使用TH8101 電子負(fù)載，在測試過程中使用恒流模式。輸入、輸出的電壓，電流使用萬用表測量。系統(tǒng)穩(wěn)壓30 V 輸出測試結(jié)果如表1 所示。

表1 系統(tǒng)穩(wěn)壓輸出測試

由表1 可知，在25～55 V范圍內(nèi)，輸出電壓U0保持在（30 ±0.1）V內(nèi)，其電壓調(diào)整率

在不同輸出電流情況下，負(fù)載調(diào)整率SI＜0.05%。該三端口穩(wěn)壓變換器可以提供穩(wěn)定的電壓輸出。系統(tǒng)通過調(diào)整輸入電壓US，測量10 Ω 內(nèi)阻后的輸入電壓U1來實(shí)現(xiàn)。顯然，當(dāng)U1＝0.5 ×US時，為功率輸出最大點(diǎn)，最大功率點(diǎn)追蹤測試結(jié)果見表2 所示。

表2 最大功率點(diǎn)追蹤測試

由表2 可知，電壓差在±0.05 V 以內(nèi)，具有良好的最大功率點(diǎn)追蹤效果。系統(tǒng)的效率測試結(jié)果見表3所示。

表3 系統(tǒng)整體效率測試

系統(tǒng)DISO模式、SIDO 模式2 種工作狀態(tài)計算式如下：

由表3 中第1 組數(shù)據(jù)電池輸出電壓，處于DISO狀態(tài)，代入式（7），得

由表3 中第2 組數(shù)據(jù)電池儲存能量，處于SIDO狀態(tài)，代入式（8），得

因此，在2 種狀態(tài)工作下，變換器效率均大于95%。

6 結(jié) 語

本文設(shè)計了以BUCK-BOOST 為核心的光伏電池三端口穩(wěn)壓變換器，通過MPPT 算法控制BUCKBOOST電路實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)追蹤；通過BOOST 電路實(shí)現(xiàn)升壓輸出。經(jīng)測試結(jié)果表明：該三端口穩(wěn)壓變換器可提供穩(wěn)定電壓輸出并精準(zhǔn)追蹤最大功率點(diǎn)，工作效率大于95%。同時系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡潔，可優(yōu)化光伏電池輸出的能源管理電路。后續(xù)可提升系統(tǒng)的最大功率，從而適用于大功率場景。