新能源汽車(chē)控制器IGBT動(dòng)態(tài)溫升分析

黨艷輝，趙英軍，高乙棟，李莉莉

新能源汽車(chē)控制器IGBT動(dòng)態(tài)溫升分析

黨艷輝，趙英軍，高乙棟，李莉莉

（深圳麥格米特電氣股份有限公司，廣東 深圳 518057）

針對(duì)電動(dòng)汽車(chē)控制器的熱設(shè)計(jì)，需要考慮低輸出頻率情況下絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）的溫升情況，從而防范IGBT在低輸出頻率工況下燒毀。由于IGBT低頻載荷工況為短時(shí)瞬態(tài)過(guò)程，實(shí)驗(yàn)測(cè)試無(wú)法實(shí)現(xiàn)，故采用瞬態(tài)仿真驗(yàn)證改進(jìn)實(shí)際設(shè)計(jì)。論文針對(duì)采用水冷散熱的富士功率模塊進(jìn)行瞬態(tài)仿真計(jì)算，對(duì)比了450 A工況下常規(guī)模式和輸出頻率為50 Hz、20 Hz、10 Hz、5 Hz和2 Hz情況下功率模塊IGBT的溫度響應(yīng)情況。結(jié)果表明，隨著IGBT輸出頻率的降低，最高溫度逐步升高，其中5 Hz和2 Hz最高溫度分別為162 ℃和181 ℃，與常規(guī)模式相比分別提高了39 ℃和58 ℃。

新能源汽車(chē)；汽車(chē)控制器；IGBT；輸出頻率；瞬態(tài)仿真；散熱

在全球“雙碳”背景下，新能源汽車(chē)的發(fā)展已勢(shì)不可擋。絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）作為控制器的核心半導(dǎo)體器件，因其耗散熱流密度大、芯片封裝結(jié)構(gòu)復(fù)雜，致使散熱不足，造成封裝模塊熱應(yīng)力過(guò)大及材料疲勞失效，甚至燒毀芯片[1-3]，由于溫度過(guò)高導(dǎo)致元件失效率高達(dá)55%[4]。

電子設(shè)備的通用散熱方式包括空氣自然對(duì)流、強(qiáng)迫流體冷卻、冷板/熱管散熱、相變冷卻等。上述方式中，最差的散熱方式為空氣自然對(duì)流，難以滿(mǎn)足元件功率持續(xù)增加的需求[5]。而熱管和相變冷卻等技術(shù)成果還較高，因此，強(qiáng)迫空氣/液體冷卻技術(shù)能備受關(guān)注。林鑫等[6]通過(guò)水冷的IGBT仿真得到最優(yōu)散熱模型；鄭鵬洲[7]對(duì)比分析了帶有不同翅柱形狀的IGBT液冷散熱器的散熱性能。KIMURA 等[8]研究結(jié)果表明直接液冷散熱器和間接液冷散熱器相比減少了30%的總熱阻，可以大幅度降低 IGBT 模塊的溫度。

本文采用強(qiáng)迫水冷方式對(duì)富士IGBT模塊進(jìn)行散熱仿真，得到不同輸出頻率下IGBT動(dòng)態(tài)溫升情況，合理設(shè)計(jì)IGBT散熱，保證足夠裕量。

1 理論方程

1.1 IGBT功率損耗計(jì)算方程

IGBT工作過(guò)程中損耗主要為開(kāi)通損耗、關(guān)斷損耗、通態(tài)損耗和斷態(tài)損耗[9]。IGBT模塊為半導(dǎo)體，其自身存在電阻，產(chǎn)生焦耳熱即所謂的通態(tài)損耗。

式中，為 IGBT操作運(yùn)行周期；為模塊的導(dǎo)通電流；CE(sat)為 IGBT電壓壓降；為功率損失。

IGBT 在開(kāi)通和關(guān)斷的瞬間所產(chǎn)生的電能損耗即開(kāi)關(guān)損耗，過(guò)程中所產(chǎn)生的波形圖積分可得開(kāi)關(guān)損耗的大?。?/p>

式中，PWM為IGBT開(kāi)關(guān)頻率。因此，IGBT總的功率損耗為

1.2 仿真控制方程

熱傳遞有熱傳導(dǎo)、熱對(duì)流和熱輻射3種傳遞方式[10]。IGBT模塊實(shí)際工況包含上述方式，但仿真分析過(guò)程中可忽略其中能量傳遞較弱方式。 IGBT模塊內(nèi)部會(huì)產(chǎn)生大量的焦耳熱通過(guò)熱傳導(dǎo)傳遞。本文IGBT安裝在鋁制水冷板上采用強(qiáng)制水冷散熱。IGBT模塊一般極限工作溫度為150 ℃，而輻射傳熱在溫度大于500 ℃才較明顯，故忽略此部分效應(yīng)。

根據(jù)以上傳熱導(dǎo)理論，含散熱結(jié)構(gòu)IGBT模塊的仿真控制方程由熱傳導(dǎo)方程和包含了連續(xù)性方程、動(dòng)量方程和附加能量守恒方程的納維斯托克斯方程構(gòu)成。

熱傳導(dǎo)方程為

式中，為材料的導(dǎo)熱系數(shù)；為坐標(biāo)軸方向；v為熱源密度；為材料溫度。

流場(chǎng)方程由質(zhì)量方程、能量方程和動(dòng)量方程這三個(gè)方程構(gòu)成，質(zhì)量方程為

動(dòng)量方程：

能量方程：

式中，、、分別為流體沿方向、方向、方向的速度分量；分別為流體的溫度和壓力；、、p分別為流體的密度、動(dòng)態(tài)黏度和比熱容。

2 簡(jiǎn)化模型及邊界條件

2.1 簡(jiǎn)化模型

本文功率管選用富士的功率模塊，型號(hào)為2MBI600VN-120-50，每個(gè)模塊內(nèi)部采用2組管子并聯(lián)（IGBT和前輪驅(qū)動(dòng)（Front Wheel Drive, FWD）），整個(gè)控制器采用3個(gè)模塊。模型如圖1所示。

圖1 IGBT模塊仿真模型圖

液冷板材料為鋁6063，通過(guò)機(jī)加工和攪拌摩擦焊接的方式做出，流道具體尺寸如表1所示。

表1 液冷板尺寸參數(shù)

流程外部結(jié)構(gòu)尺寸（長(zhǎng)×寬×高）/mm流道寬度/mm流道翅片尺寸（長(zhǎng)×寬×高）/mm 4300×260×206200×1.5×8

選用材料中，IGBT芯片為硅，基板為銅，散熱器為鋁合金，各部位的具體材料屬性參數(shù)如表2所示。

表2 材料屬性參數(shù)

名稱(chēng)密度/(kg/m3)導(dǎo)熱率/[W/(m?K)]比熱容/[kJ/(kg?K)] 銅硅8 9402 330401191395871 鋁60632 690201963

2.2 邊界條件

2MBI600VN-120-50的最大工作電流是600 A，考慮到實(shí)際的散熱條件，一般都會(huì)降額使用，這里以450 A為例，對(duì)其不同輸出頻率下的溫升進(jìn)行分析。開(kāi)關(guān)頻率5 000 Hz，導(dǎo)通電阻1.1 Ω，關(guān)斷電阻3.2 Ω，母線電壓540 V。

在這種工況下，IGBT單管平均損耗525.1 W，二極管單管平均損耗139.7 W，常規(guī)計(jì)算內(nèi)部芯片的損耗不隨時(shí)間變化，而實(shí)際上不同輸出頻率的情況下，平均損耗雖然相同，但在單個(gè)工作周期內(nèi)損耗是隨時(shí)間變化的。

考慮到計(jì)算時(shí)間問(wèn)題，這里只對(duì)50 Hz、20 Hz、10 Hz、5 Hz、2 Hz和常規(guī)計(jì)算求解5 s（5 s的時(shí)間內(nèi)結(jié)殼已經(jīng)穩(wěn)定），以此進(jìn)行對(duì)比分析，如表3所示。

表3 不同模式下IGBT運(yùn)行周期及其熱耗

計(jì)算模式周期/s熱耗/W 常規(guī)模式5.003 988.8 50 Hz0.023 988.8 20 Hz0.053 988.8 10 Hz0.103 988.8 5 Hz0.203 988.8 2 Hz0.503 988.8

選用體積比50%的乙二醇水溶液作為冷卻液，進(jìn)口溫度為50 ℃，進(jìn)口流量為10 L/min，外部環(huán)境溫度也為50 ℃。水道內(nèi)部流速大約1.0 m/s，散熱翅片的對(duì)流換熱系數(shù)大約2 808 W/(m2?K)。

3 仿真結(jié)果分析

仿真結(jié)果如圖2—圖7所示。

不同載頻下溫度波動(dòng)范圍如表4所示，從仿真結(jié)果可以看出，常規(guī)計(jì)算沒(méi)有考慮輸出頻率的影響，IGBT模塊損耗是按照平均損耗設(shè)定的，這種情況下，IGBT結(jié)溫是逐步升高的，但沒(méi)有出現(xiàn)上下波動(dòng)，考慮輸出頻率的影響后，50 Hz的情況下，IGBT最高結(jié)溫比常規(guī)計(jì)算偏高，隨著輸出頻率的降低，最高溫度逐步升高，5 Hz的情況下最高溫度比常規(guī)計(jì)算溫度高39 ℃，2 Hz的情況下最高溫度比常規(guī)計(jì)算偏高58 ℃，所以在設(shè)計(jì)時(shí)要注意低速下的過(guò)溫保護(hù)工作。

圖2 常規(guī)模式單管溫度曲線

圖3 50 Hz單管熱耗及溫度曲線

圖4 20 Hz單管熱耗及溫度曲線

圖6 5 Hz單管熱耗及溫度曲線

圖7 2 Hz單管熱耗及溫度曲線

表4 不同載頻下溫度波動(dòng)范圍 單位：℃

計(jì)算模式最后周期最低溫度最后周期最高溫度 常規(guī)模式123 50 Hz128140 20 Hz125144 10 Hz120151 5 Hz112162 2 Hz102181

4 結(jié)論

仿真過(guò)程中，常規(guī)的計(jì)算方法比50 Hz的溫度偏低，但是差別相對(duì)較小，不足以導(dǎo)致IGBT模塊熱失效，動(dòng)態(tài)計(jì)算耗費(fèi)時(shí)間基本上是靜態(tài)計(jì)算的10倍以上，考慮到計(jì)算時(shí)間問(wèn)題，50 Hz以上輸出頻率的工況，可以參考常規(guī)計(jì)算方法，20 Hz以下輸出頻率的工況，差別逐漸增加，要區(qū)別對(duì)待，5 Hz以下IGBT結(jié)溫波動(dòng)較大，例如在5 Hz的情況下，如果出現(xiàn)最大扭矩的工況，比如爬坡?tīng)顟B(tài)下，電流450 A將有可能燒毀IGBT晶圓，所以要通過(guò)降低電流來(lái)對(duì)IGBT模塊進(jìn)行保護(hù)，以保證控制器的可靠性。

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Dynamic Temperature Rise Analysis of New Energy Vehicle Controller IGBT

DANG Yanhui, ZHAO Yingjun, GAO Yidong, LI Lili

( Shenzhen Megmeet Electrical Company Limited, Shenzhen 518057, China )

For the thermal design of electric vehicle controller, it is necessary to consider the temperature rise of insulated gate bipolar transistor (IGBT) at low output frequency to prevent the IGBT from burning out at low output frequency.Because the low frequency load condition of IGBT is a short-time transient process, the experimental test cannot be realized, so the transient simulation is used to verify and improve the actual design. In this paper, the transient simulation of Fuji power module with water-cooled heat dissipation is carried out, and the temperature response of the power module IGBT is compared between the conventional mode and the output frequency of 50Hz, 20Hz, 10Hz, 5Hzand 2Hz in 450 A working condition. The results show that with the decrease of IGBT output frequency, the maximum temperature gradually increases, among which the maximum temperature of 5Hz and 2Hz is 162 ℃ and 181 ℃ respectively, which is 39 ℃ and 58 ℃ higher than that of conventional mode.

New energy vehicle; Vehicle controller; IGBT; Output frequency; Transient simulation; Dissipate heat

TN322.8

A

1671-7988(2023)10-07-05

10.16638/j.cnki.1671-7988.2023.010.002

黨艷輝（1982—），男，碩士，工程師，研究方向?yàn)閭鳠醾髻|(zhì)，E-mail:dangyanhui@megmeet.com。