具有有源鉗位吸收功能的有源鉗位正激DC/DC 變換器設(shè)計

朱池生 張敏彧

（中國電子科技集團公司第四十三研究所 安徽省合肥市 230088）

正激變換器具有電路拓撲簡單、元器件種類較少、控制芯片國內(nèi)相對較為成熟，非常適用于有國產(chǎn)化要求的中小功率電源變換場合。然而，相對與反激、橋式電路而言，正激式變換器需要增加磁復(fù)位電路來實現(xiàn)變壓器的磁復(fù)位。正激有源鉗位技術(shù)于1987 年提出[1]，不僅有效解決了正激變換器的磁復(fù)位問題，而且使初級開關(guān)管實現(xiàn)軟開關(guān)，將開關(guān)損耗降到最低，提高了效率，在中小功率DC-DC 變換器中得到廣泛應(yīng)用。

本文研究了有源鉗位正激變換器的工作原理，設(shè)計了一款具有有源鉗位吸收功能的有源鉗位正激DC/DC變換器，產(chǎn)品具有輸入欠壓、輸出過壓、輸出過流、輸出短路、過溫保護等功能。本文設(shè)計的產(chǎn)品輸入電壓范圍為16V～40V，輸出功率為300W，輸出電壓為15V，轉(zhuǎn)換效率為94%左右，封裝為1/4 磚形式，次級續(xù)流管采用有源鉗位吸收電路。

1 有源鉗位正激工作原理

在正激變換器中，變壓器必須要復(fù)位，有源鉗位正激電路中采用了鉗位電路給變壓器進行復(fù)位的方式，其鉗位電路由有源開關(guān)器件和鉗位電容串聯(lián)組成，并聯(lián)在主開關(guān)管或變壓器的繞組兩端[2,3]。鉗位電路中的有源開關(guān)器件一般為NMOSFET 或PMOSFET，簡稱輔管。圖1 電路中的輔管Q1 采用了P 型MOSFET，與鉗位電容C1 串聯(lián)后組成鉗位電路，并聯(lián)在主開關(guān)管Q2 的兩端，其工作時序圖如圖2。

圖1： 有源鉗位正激電路拓撲

圖2： 工作時序圖

為了方便分析有源鉗位正激變換器的工作原理，對圖1 所示電路元器件做出如下假設(shè)：

（1）所有的功率開關(guān)管、同步整流管皆視為理想型開關(guān)器件。

（2）變壓器T1 的漏感遠小于勵磁電感，主開關(guān)管Q1 的寄生電容遠小于鉗位電容，鉗位電容足夠大，其兩端電壓為穩(wěn)定值。

（3）輸出濾波電感L1 足夠大，濾波電感L1 可以視為一恒定直流源；輸出波電容Co 足夠大，輸出電壓Vout 為穩(wěn)定值。

主管Q2 和輔管Q1 的驅(qū)動電壓分別為Vgs1和Vgs2，兩個信號之間有一定的死區(qū)。Im是變壓器的磁化電流波形，Vs 為變壓器副邊電壓波形，N 為變壓器原副邊繞組匝比。每個開關(guān)周期內(nèi)，共有7 個開關(guān)模態(tài)，各個開關(guān)模態(tài)的工作情況如下：

（1）開關(guān)模態(tài)一（T0-T1）：T0 至T1 時刻，主管Q2 處于導(dǎo)通狀態(tài)，變壓器原邊承受正壓，磁化電感電流Im線性增長，Q2 流過的電流ID=Im+Io/N，N為變壓器的匝比，此時變壓器副邊繞組感應(yīng)上正下負的電壓。副邊整流管Q3 處于通態(tài)，續(xù)流管Q4 關(guān)斷。輸入端通過變壓器 T1、主開關(guān)管Q1、同步整流管Q3 向負載側(cè)傳送能量。

（2）開關(guān)模態(tài)二（T1-T2）：T1 時刻，主管Q2 軟關(guān)斷，變壓器的磁化電感Lm同Q2 的輸出結(jié)電容諧振，在變壓器原邊電壓降為零之前，負載電流折射到原邊，所以此時是Io/n 和磁化電流之和（Io/n+Im）給Q2 的輸出結(jié)電容充電，Q2 的漏源間的電壓Vds上升，同時，副邊電壓Vs下降。T2 時刻，Vds由零上升至輸入電壓Vin，副邊電壓Vs由Vin/n 降至零，電感L1 的電流通過Q3 和Q4 的體二極管續(xù)流。

（3）開關(guān)模態(tài)三（T2-T3）：T2 時刻后，當Q3 關(guān)斷和Q4 打開，變壓器磁化電流繼續(xù)對主管Q2 輸出結(jié)電容進行充電，此時電壓大于輸入電壓Vin，副邊電壓Vs由正變負，負載電流Io由Q3 至Q4 中，磁化電流Im開始下降。在T3 時刻，Q2 的漏極電壓被充電至Vc。

（4）開關(guān)模態(tài)四（T3-T5）：T3 時刻，C1 被充電至等于鉗位電容電壓Vc。T3 時刻后，輔管Q1 的體二極管導(dǎo)通，磁化電流通過Q1 的體二極管給鉗位電容C1充電，鉗位電容電壓與輸入電壓的差（Vc-Vin）加到變壓器原邊繞組上，磁化電流Im繼續(xù)下降。此時副邊電壓為（Vc-Vin）/N，副邊負載電流Io通過同步整流管Q4續(xù)流。

（5）開關(guān)模態(tài)六（T5-T6）：T5 時刻，關(guān)斷輔管Q1，由于磁化電感電流不能突變，Im開始給Cs放電，Q2 的漏源電壓Vds從Vc往下降，變壓器原邊電壓從（Vc-Vin）開始下降。當Q2 的漏源電壓Vds降為輸入電壓Vin時，此時的電感電流通過Q4 和Q3 的體二管續(xù)流。此時Q2 的漏源電壓被鉗位至電壓Vin。在模態(tài)六中，主管Q2 在開通前的漏源電壓由（Vin+Vc）降為輸入電壓Vin，部分實現(xiàn)了軟開關(guān)。

（6）開關(guān)模態(tài)七（T6-T7）：T6 時刻，變壓器原邊電壓由負值變到零。這時副邊同步整流管Q4 關(guān)斷，負載電流Io流過Q9、Q10 的體二極管，并隨著副邊電壓的上升，流過的Q9、Q10 體二極管負載電流逐漸往Q7 的體二極管換流，Q7 體二極管中電流折射到原邊，如果該折算到原邊的負載電流小于給Cs放電的磁化電流Im，Cs繼續(xù)被放電，Q2 的開通條件將更好，甚至實現(xiàn)ZVS。

2 開關(guān)尖峰產(chǎn)生機理

根據(jù)有源鉗位正激電路的工作原理，當鉗位管Q1關(guān)斷后，由于此時Q3 關(guān)斷和Q4 開通，所以輸出電感L1 的電流會流過Q3 的體二極管和Q4，如圖3 所示，此時變壓器T1 初級繞組電壓被鉗位到0V 左右。當Q4關(guān)斷、Q3 開通時，輸出電感L1 的電感電流流過Q4 的體二極管和Q3，如圖4 所示。當主開關(guān)管Q1 的DS 電壓低于輸入電壓時，Q4 體二極管兩端電壓升高，此時Q4 體二極管因存在反向電壓而截至工作，電感L1 的電流完全流過Q3，由于MOSFET 寄生的體二極管反向恢復(fù)特性較差，與寄生電感進行諧振，所以會在Q4 體二極管關(guān)斷后產(chǎn)生較大的開關(guān)尖峰。

圖4： Q3 開通和Q4 關(guān)斷時電感電流流向

3 開關(guān)尖峰抑制電路

為了防止開關(guān)尖峰損壞開關(guān)器件，會在開關(guān)器件上并聯(lián)緩沖或吸收電路。常用的緩沖或吸收電路有RC 緩沖電路（圖5）和RCD 鉗位電路（圖6）等。

圖5： RC 緩沖電路

圖6： RCD 鉗位電路

RC 緩沖電路就是在開關(guān)器件上并聯(lián)RC 串聯(lián)電路，當開關(guān)管關(guān)斷后，變壓器漏感、體二極管反向恢復(fù)等效電容、緩沖電路R 和C 形成阻尼震蕩電路，從而減小乃至消除寄生電感和體二極管反向恢復(fù)等效電容之間的諧振。一般緩沖電容C 的值必須大于反向恢復(fù)等效電容的值，但又不能選擇太大，否則會使R 上的損耗增加。RC 緩沖電路簡單，但是漏感能量通過緩沖電阻R 發(fā)熱消耗掉，所以不利于效率提高。

圖6 為RCD 鉗位電路，當開關(guān)管關(guān)斷后，開關(guān)管漏極電壓升高，當電壓等于鉗位電容C1 上電壓時，二極管D1 開始導(dǎo)通，電容C1 上電壓開始上升，由于一般鉗位電容遠大于開關(guān)管得寄生電容，所以RCD 鉗位的電容可以看成是電壓源，其RC 充放電幅度的谷值均不小于拓撲反射電壓，峰值即鉗位電壓。從圖中可以看出，鉗位電容上存在并聯(lián)電路，所以該電路也存在很大損耗。但是與RC 緩沖電路相比，開關(guān)管漏極可以鉗位到相對低的電壓上，因此RCD 鉗位也是效率較高的吸收電路。

有源鉗位吸收電路不僅可以實現(xiàn)類似RCD 鉗位電路的功能,而且可以進一步減小鉗位電路產(chǎn)生的功耗,如圖7 所示。有源鉗位電路主要有鉗位電容C2、二極管D1 和有源器件Q5 組成。

圖7： 有源鉗位吸收電路

當主功率開關(guān)管Q4 關(guān)斷時，鉗位電路中Q5 也是關(guān)斷，此時變壓器的漏感能量通過二極管D1 對鉗位電容C2 進行充電，如圖8(a)所示。由于二極管的單向?qū)ㄌ匦?，且鉗位電容容值一般較大，所以鉗位電容上電壓略高于輸入電壓與匝比的乘積。經(jīng)過延遲后，驅(qū)動電路打開開關(guān)管Q5，由于鉗位電容C2 上電壓略高于輸入電壓與匝比的乘積，所以電容C2 開始放電，直到電壓等于輸入電壓與匝比的乘積，如圖8(b)所示。由于在充放電過程中，沒有電阻器件產(chǎn)生功耗，所以采用這種有源鉗位吸收電路的電路轉(zhuǎn)換效率更高。

圖8： 有源鉗位吸收電路充電和放電回路

4 實驗驗證

下面設(shè)計一款基于有源鉗位吸收電路的有源鉗位正激變換器，具體參數(shù)如表1 所示。

表1： 主要技術(shù)指標要求

4.1 主要參數(shù)設(shè)計

4.1.1 變壓器設(shè)計

根據(jù)電路的工作頻率，選用東磁公司的DMR95 磁材。PWM 控制器選用國產(chǎn)PWM 控制器5025A，該芯片最大占空比為90%，有源鉗位正激占空比計算公式如下：

式（1）中，VL為電感繞組電阻的電阻壓降(V)，這里取0.05V；VSR為 MOSFET 壓降(V)，這里取0.1V；VPW為原邊MOSFET 及線路壓降 (V)，這里取0.1V。

考慮到主開關(guān)管鉗位電壓不宜過高，這里取最大占空比為70%，通過上述公式可計算出變壓器的原副邊匝比為0.66。

有源鉗位正激變壓器工作在1、3 象限，所以變壓器的工作磁密（單邊）為：

式（2）中，Ae為磁芯的截面積(mm2)，這里取61 mm2；ΔB 為變壓器工作磁密(T)，這里取0.15。

通過計算，變壓器磁芯選擇東磁公司的ECI20B4，DMR95 磁材，Ae=61 mm2，變壓器初次級匝數(shù)為：NP=2，NS=3。

4.1.2 電感設(shè)計

根據(jù)電感上電壓和電流的關(guān)系，可以計算出電感中電流峰值（單邊）為：

式（3）中：ΔIL為電感中峰值電流(A)，L為電感感量(H)，fs為工作頻率(Hz)，D 為開關(guān)管占空比。

電感上最大磁通密度公式為：

式（4）中：I為電感中峰值電流(A)，N為電感繞組匝數(shù)（圈），Ae為磁芯的截面積(mm2)，Bpeak為最大磁密(T)，這里取0.3。

通過計算，電感磁芯選擇東磁公司的ECI20B4，DMR95 磁材，Ae=61 mm2，電感繞組匝數(shù)為：NS=5。

4.1.3 初級主開關(guān)管設(shè)計

根據(jù)有源鉗位正激電路的工作原理，初級主開關(guān)管在關(guān)斷時反向電壓為：

主開關(guān)管的電流和變壓器初級電流一樣，所以可以計算出主開關(guān)的電流有效值為：

式（6）中：Ioutnom為額定輸出電流，這里取20A。

通過上式計算，可得在整個輸入電壓范圍內(nèi)，MOS管電壓應(yīng)力值為80V，電流有效值最大為25.14A?？紤]一定的元器件降額，設(shè)計選用陜西亞成微電子股份有限公司的JRC15N010H，主要性能為150V/60A/9.4mΩ，可滿足使用要求。

4.1.4 次級續(xù)流管設(shè)計

根據(jù)有源鉗位正激電路的工作原理，次級續(xù)流管在關(guān)斷時反向電壓為：

當初級主開關(guān)管關(guān)斷時，電感電流流過續(xù)流管，續(xù)流管上波形為梯形波，所以可以計算出電流有效值為：

通過上式計算，可得在整個輸入電壓范圍內(nèi)，MOS管電壓應(yīng)力值為60V，電流有效值最大為17.49A?？紤]一定的元器件降額，設(shè)計選用遼寧芯諾電子科技有限公司的XNM110N10D5，主要性能為100V/110A/4.6mΩ，可滿足使用要求。

4.1.5 續(xù)流管有源鉗位吸收電路設(shè)計

根據(jù)續(xù)流管有源鉗位吸收電路的工作原理，鉗位電容上的電壓等于續(xù)流管上的平臺電壓，所以鉗位電容選擇100V/0.33uF。

當續(xù)流管開通時，鉗位二極管上的反向電壓等于鉗位電容上的電壓，所以鉗位二極管選擇遼寧芯諾電子科技有限公司的DSS210，主要性能為100V/2A。有源鉗位電路中PMOS 開關(guān)管是并聯(lián)在鉗位二極管上，反向耐壓和二極管一樣，所以鉗位PMOS 管選擇西安龍飛電氣技術(shù)有限公司的LY10P095J，主要性能為-100V/18A/95mΩ。

通過對有源鉗位吸收電路的工作原理分析可知，在續(xù)流管關(guān)斷時間內(nèi)，鉗位管被打開，鉗位電容上的開關(guān)尖峰能力通過鉗位管放電，但是鉗位管又不能影響續(xù)流管正常的續(xù)流過程，所以鉗位管和續(xù)流管工作存在一定的死區(qū)時間。

4.2 實驗結(jié)果

圖9 為續(xù)流管的漏源電壓測試對比波形，測試條件為28V 輸入，輸出電流20A。從圖9(a)可以看出，在不加任何吸收電路的情況下，漏源峰值為85V，接近MOSFET 的最大漏源電壓。圖9(b)為在加入了有源鉗位吸收電路情況下的漏源電壓波形，從圖中可以看出，漏源峰值僅為40V 左右，開關(guān)尖峰完全被吸收了。

圖9： 續(xù)流管的漏源電壓測試對比波形

表2 為該樣機達到的主要技術(shù)指標。

表2： 主要技術(shù)指標達到水平

從表2 可以看出，該開關(guān)電源主要技術(shù)指標性能良好，滿足技術(shù)指標要求，尤其是輸出電壓范圍可調(diào)、轉(zhuǎn)換效率高的顯著特點。

5 結(jié)論

本文介紹了有源鉗位吸收電路在正激變換器中的應(yīng)用，通過采用有源鉗位吸收電路來對開關(guān)尖峰進行吸收，不僅極大降低了MOSFET 的漏源電壓尖峰，而且可以獲得很高的轉(zhuǎn)換效率，該吸收電路同樣可以推廣應(yīng)用到其他硬開關(guān)電路中，可以獲得很高的轉(zhuǎn)換效率和更高的輸出功率。