基于GaN 的開關電源電路測試

董煒峰，張洪博，王絡文

（黃山學院信息工程學院，安徽黃山，245000）

1 大功率開關電源發(fā)展歷程及現狀

隨著信息時代的來臨，特別是對高壓、高溫及大功率器件的需求，以GaN 等寬禁帶半導體為代表的第三代半導體材料受到了廣泛關注。由于GaN 材料化學鍵能高，材料的物理化學性能穩(wěn)定，不易受外來的物理、化學作用的影響，再加上器件結構的特點，使得GaN 器件的抗輻照能力比GaAs 器件更好。其優(yōu)異的特性主要表現:高耐壓能力、高溫運行能力、高電流密度、高速開關能力和低導通損耗。

開關電源自20 世紀70 年代突破20kHz 以來，隨著技術的進步，其產品的頻率一路飆升到500kHz～1MHz。目前國際上都在致力于MHz 級的高頻開關電源的研究，我國在這方面的研究也已經取得了一定的成果。

傳統(tǒng)的串聯(lián)穩(wěn)壓電路主要通過調節(jié)晶體管分擔的壓降來獲得穩(wěn)定的電壓，所以線性電源穩(wěn)壓范圍受限，晶體管的功耗會讓線性電源的效率做不上去，一般效率為50%左右。開關電源主要通過對MOSFET 一定頻率的開關實現穩(wěn)定的電壓輸出，由于MOSFET 工作在開關狀態(tài)，就不存在線性電源晶體管功耗過大現象，所以效率較高，一般可以做到90%以上。對應的頻率越高，器件體積變小，從而實現開關電源的體積小，質量輕。相對于開關電源，線性電源較為簡單，但對于效率至關重要的場合，開關電源展現了至關重要的優(yōu)勢。

開關電源的拓撲一般分為隔離型和非隔離性兩種，隔離型拓撲一般有正激、反激、半橋、全橋等，非隔離型拓撲一般有BUCK、BOOST、BUCK-BOOST 等。按照開關電源主電路拓撲的工作性質一般分為三類：硬開關PWM 技術；諧振變換技術；軟開關PWM 技術。

（1）硬開關PWM 技術

由于功率半導體器件在開關的過程，電壓和電流存在重疊部分，即產生功耗，當開關頻率增加，開關損耗就會上升，開關電源的效率就會下降，而且過程中產生的熱量對器件本身性能也有一定的影響。

（2）諧振變換技術

通過諧振變換技術可以實現功率半導體器件的零電壓開通，零電流關閉，這樣一來就減少了開關損耗，提高效率。但是諧振變換技術中工作在變頻控制方式下，存在控制復雜的問題；另外，在諧振變化技術中存在較大的電路循環(huán)能量，引起較高的額功率開關器件的電壓應力[3]。

（3）軟開關PWM 技術

軟開關具有諧振變換技術的零電壓開啟和零電流關斷的低開關損耗的優(yōu)點，而且在PWM 狀態(tài)下，能夠降低功率器件導體的開關應力，驅動電路也相對簡單。軟開關技術的發(fā)展，使得開關電源有了高頻化，體積的縮減的變化。

2 開關電源電路設計

2.1 倍增整流電路設計

倍流整流電路如圖1 所示，變壓器副邊輸出高頻方波。當變壓器的副邊電壓為正時，電流通過L1、電容C 和負載、二極管D2 再到達副邊；當變壓器的副邊電壓為負時，電流通過L2、電容C 和負載、二極管D1 再到達副邊。經過倍流整流，高頻方波整流輸出直流電壓。當副邊電壓為零時，此階段稱為死區(qū)，用于L1 和L2 的續(xù)流。

圖1 倍增整流電路

2.2 同步整流電路設計

2.2.1 同步整流技術的介紹

同步整流電路主要用MOSFET 代替整流二極管，低壓大電流的場合，主要損耗在于二極管的導通壓降，而MOSFET 導通電阻帶來的導通壓降較小，這樣極大的降低了功耗，提高效率。

圖2 整流二極管和功率MOSFET 電路符號圖

2.2.2 同步整流的原理

同步整流電路如圖3 所示。實現同步整流管的柵源極之間的驅動信號與同步整流的漏源極之間開關同步的方法。當MOSFET 沒有工作時，MOSFET 的體二極管可以代替整流二極管，但是性能比不上整流二極管。在MOSFET 的體二極管導通，同時再給MOSFET 提供驅動信號，在反向電壓到來之前關斷MOSFET，這樣MOSFET 就是零電壓開關，MOSFET 的開關損耗大大降低，提高了效率。

圖3 同步整流電路

2.2.3 同步整流MOSFET 管

MOSFET 分N 溝道和P 溝道兩種,即NMOS 和PMOS，如圖4 所示，漏極和源極之間有一個寄生二極管。MOSFET的極間電容是非常重要的知識點，對MOS 管的驅動電路設計有很大的幫助，MOSFET 的三個極間電容：

圖4 MOSFET 示意圖

（1）Input Capacitance

將漏極源極短接，用交流信號測得柵極和源極之間的電容，當輸入電容充電致閾值電壓時器件才能開啟，放電到一定值時才可以關斷，對器件的開關有直接的影響。

（2）Output Capacitance

將柵極源極短接，用交流信號測得的漏極和源極之間的電容。

（3）Reverse transfer capacitance

在源極接地的情況下，測得漏極和柵極之間的電容，反向傳輸電容等同于柵漏電容。反向傳輸電容也叫米勒電容，對于開關時間來說是一個重要的參數。

2.3 半橋倍 流 整 流電路設計

半橋倍 流 整 流結 構如圖5 所示，IN+為主電路的直流輸入電壓，C1 為輸入電源的輸入電容，C2 和C3 主要用于給變壓器T1 的原邊的負向端 提供一個電 位。Q1 和Q2 構成一個半橋結 構，兩個驅動信號是具有一定死區(qū)時間的互 補信號，Q3 和 Q4 用于同步整流。L1 和 L2 是 輸出 濾 波電 感，C4 和C5 是 輸出濾 波 電容。

圖5 半橋倍流同步整流電路圖

2.4 半橋變換器的原理

C2 和C3 若為同規(guī)格的 電容，當輸入電壓為Vin 時，則C3 能夠分得一半的 輸入電壓，即變壓器的原邊的負端電位為Vin/2，此點電位可以通過串聯(lián)電阻分壓實現。

初始上電，如圖6 所示，Q1、Q4 開通， Q2、Q3 截止。則Q2 的漏極電壓為Vin，即變壓器的原邊為正，則變壓器的 副邊 為正，即經過L1，負載和Q4 到 變壓器的副邊形成一個回路，電感L1 電流 增大。

圖6 初始上電信號流向圖

第二階段，如圖7 所示，Q1、Q2 截止，Q3、Q4 開通，此階段稱為死區(qū)，初次上電L2 未進行充電，此階段L2 沒有 續(xù)流回路，主要是電感L1 進行續(xù)流。對應變壓器的 原邊的電壓 為零，則變壓器的副邊電壓也為零，電感L1通過負載、Q3 形成一個續(xù)流回路，此時電感L1 電流減小。

圖7 第二階段信號流向圖

第三階段，如圖8 所示，Q1 、Q4 截止，Q2、 Q3 開通。則Q2 的漏極被下拉到地，變壓器的原邊電壓為負，變壓器的副邊也為負，通過L2 經負載、Q3 到變壓器的的副邊形成一個回路，電感L2 的電流增大，電感L1 仍通過續(xù)流回路進行續(xù)流，即繼續(xù)減小。

圖8 第三階段信號流向圖

第四階段，如圖9 所示，Q1、Q2 截止，Q3、Q4 開通，此時對應的死區(qū)期間，兩個電感 各自對應自己的續(xù)流回路，電感L1 和L2 的電流都減小。

圖9 第四階段信號流向圖

下一階段和第二階段相同，只是增加了一個電感L2 的 續(xù)流回路。然后依次循環(huán)。對應波形變化如圖10 所示。

圖10 半橋倍流整流波形圖

3 半橋驅動電路的設計

采用增強型GaN FET 提供集成功率半橋驅動電路結構圖及引腳圖如圖11 所示。兩個輸入端，HI 為驅動器高側控制輸入，LI 為驅動器低側控制輸入，內部和VCC 相連接的有一個欠壓保護和一個過壓鉗位電路，鉗位電路主要用來限制自舉電路電壓，確保高端柵極驅動器驅動電壓不會過超過5.4V。MOSFET 的前級驅動是PMOS 和NMOS 組成的推挽電路，上NMOS 驅動需要自舉方式，自舉電容需要在上NMOS 驅動之前完成充電。

圖11 半橋驅動電路內部結構圖

4 系統(tǒng)測試電路

本開關電源電路的測試電路如圖12 所示，當S1 對應的波動開關關閉，TPS53632 的EN 會被打開，然后5V 會給UCC27512 的IN+體用一個高電平，當LMC555 給IN-提供低電平時，Q2 開通，輸出即有120mΩ 的負載，對應幾安培的電流輸出。

圖12 測試電路圖

當S1 對應的波動開關關閉，TPS53632 的EN會被打開，然后5V 會給UCC27512 的IN+體用一個高電平，當LMC555 給IN-提供低電平時，Q2開通，輸出即有120mΩ 的負載，對應幾安培的電流輸出。

測試過程中的時序步驟：（1）連接輸入和輸出，未接通電源；（2）萬用表測試測試點TP3，TP4，TP12 和TP14 是否正常；（3）確保啟用（EN）開關設置為關閉；（4）LDO 提供5 V 和3.3 V 電源；（5）上電輸入電源并設置為所需的輸入電壓，但不高于75 V, 將電流限制設置為2 A。低于36V 的操作可能會限制轉換器的輸出電壓范圍；（6）將EN 開關滑動到打開位置以啟動轉換器。輸出電壓將上升，PGOOD LED 應亮起，表示輸出電壓處于穩(wěn)壓狀態(tài)；（7）啟用電子負載并設置為所需的負載電流；（8）執(zhí)行所需的測量;(9)測試波形。

主要對主要地方波形進行了測試與保存，其中包括兩路PWM 驅動信號、5V 電源、3.3V電源、輸出電壓信號等。

兩路PWM 驅動信號中間是有一定的死區(qū)時間，主要用于電感的續(xù)流，如圖13 所示。5V 電壓輸出有一定的紋波測量值為4.91V，紋波有0.09V左右，3.3V 電壓輸出實測有3.25V，有0.05V 紋波波動，輸出波形如圖14 所示。輸出電壓為1V，與設置的值對應，此時動態(tài)輸出電流為8.3A，波形如圖15 所示。

圖13 兩路PWM 驅動信號圖

圖14 5V、3.3V 輸出電壓波形圖

圖15 輸出電壓波形圖

5 小結

倍流整流結構的整流管損耗小、動態(tài)響應快以及輸出電流的紋波小等優(yōu)點，使其成為低壓大電流的常見的整流結構。同步整流電路主要用MOSFET 代替整流二極管，低壓大電流的場合，主要損耗在于二極管的導通壓降，而MOSFET 導通電阻帶來的導通壓降較小，這樣極大的降低了功耗，提高效率。