新穎的小容量光伏/燃料電池供電逆變器

收稿日期：2021-12-28

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金（51537001）；山東省泰山學(xué)者攀登計(jì)劃

通信作者：江加輝（1989—），男，博士、講師，主要從事新能源發(fā)電與電能變換方面的研究。qdujiangjiahui@sina.com

DOI：10.19912/j.0254-0096.tynxb.2021-1602 文章編號(hào)：0254-0096（2023）05-0178-10

摘 要：針對(duì)多種新能源聯(lián)合供電場(chǎng)合，提出一種新穎的小容量光伏/燃料電池供電逆變器，并對(duì)其電路拓?fù)洹⒛芰抗芾砜刂撇呗?、高頻開(kāi)關(guān)過(guò)程、雙輸入源占空比、輸出電壓復(fù)合控制器設(shè)計(jì)、雙輸入源共模抑制等關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行深入研究。該電路拓?fù)涫怯呻p輸入源選擇開(kāi)關(guān)、工作半個(gè)輸出周期的2個(gè)雙向Flyback直流斬波器、交流濾波電容級(jí)聯(lián)構(gòu)成。該文所提主從功率分配能量管理SPWM復(fù)合控制策略通過(guò)控制輸出電壓瞬時(shí)值和多輸入源輸出功率比來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入源的能量管理和2種工作模式無(wú)縫切換。設(shè)計(jì)并研制的1 kVA光伏/燃料電池雙輸入逆變器樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該逆變器具有單級(jí)功率變換、變換效率高、占空比調(diào)節(jié)范圍寬、輸出波形質(zhì)量高、不同供電模式間無(wú)縫切換等優(yōu)良性能。

關(guān)鍵詞：雙輸入逆變器；Flyback斬波器；燃料電池；能量管理控制；雙輸入源共模抑制

中圖分類(lèi)號(hào)：TM46" " " " " " " " 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

隨著中國(guó)碳達(dá)峰，碳中和目標(biāo)的提出，太陽(yáng)能、風(fēng)能、氫能等新能源供電越來(lái)越受到人們的重視，特別在海島、漁船上采用新能源取代傳統(tǒng)的柴油機(jī)供電是一種發(fā)展趨勢(shì)［1-2］。同時(shí)還需認(rèn)識(shí)到，單一種類(lèi)的新能源供電往往表現(xiàn)出不穩(wěn)定、難以連續(xù)等現(xiàn)象，為此需要開(kāi)展多種新能源聯(lián)合供電研究［3-5］。

單輸入直流變換器（single input DC converter， SIDCC）型兩級(jí)多輸入逆變器（multiple input inverter， MII）結(jié)構(gòu)是最早被提出的一種典型的解決方案，前級(jí)由多個(gè)SIDCC串聯(lián)或并聯(lián)構(gòu)成，后級(jí)為電壓型逆變器［6-10］。文獻(xiàn)［7-8］中光伏組件和風(fēng)力發(fā)電機(jī)分別經(jīng)Boost直流變換器和三相PWM整流器后并接蓄電池構(gòu)成直流母線；文獻(xiàn)［9］中由太陽(yáng)電池、儲(chǔ)能電池分別經(jīng)單向功率流DC/DC變換器、充放電DC/DC直流變換器的輸出并接至直流母線；文獻(xiàn)［10］中多組太陽(yáng)電池經(jīng)多個(gè)升降壓變換器后并聯(lián)構(gòu)成直流母線。上述MII的多輸入源易于實(shí)現(xiàn)模塊化，但存在兩級(jí)變換單元、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)復(fù)雜、成本高等不足。

將前級(jí)多個(gè)SIDCC集成為一個(gè)新型的多輸入直流變換器（multiple input DC converter， MIDCC）［11-13］，從而構(gòu)成一類(lèi)MIDCC型兩級(jí)MII結(jié)構(gòu)［14-18］。文獻(xiàn)［14］論述了一種前級(jí)零電流開(kāi)關(guān)變換器的兩級(jí)MII電路，前級(jí)采用PFM和PWM相結(jié)合的控制方式，未論述系統(tǒng)的能量管理控制策略，輸出輸入高頻電氣隔離。文獻(xiàn)［15］論述了一種變壓器耦合三端口MIDCC型兩級(jí)MII電路，前級(jí)采用PWM移相控制，未論述系統(tǒng)EMCS，屬于兩級(jí)功率變換，其電路結(jié)構(gòu)和控制復(fù)雜，具有輸出輸入間高頻電氣隔離等特點(diǎn)。文獻(xiàn)［16］論述了一種Boost/雙半橋集成MIDCC型兩級(jí)MII，并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)蓄電池限流充電，孤島運(yùn)行時(shí)蓄電池提供負(fù)載不足功率或吸收負(fù)載剩余功率，輸出輸入高頻電氣隔離和輸入源路數(shù)不易擴(kuò)展。文獻(xiàn)［17］論述了一種變壓器耦合MIDCC型兩級(jí)MII電路，前級(jí)EMCS采用主從功率分配，后級(jí)采用輸出電壓反饋控制，電路結(jié)構(gòu)較復(fù)雜且雙輸入源間存在環(huán)流。文獻(xiàn)［18］論述了一種采用諧振LCC單元的MIDCC型兩級(jí)MII電路，多個(gè)隔離LCC諧振單元在高頻變壓器二次側(cè)串聯(lián)后再與輸出濾波器連接而成，未論述EMCS。上述兩級(jí)式MII電路存在兩級(jí)功率變換、直流母線解耦電容大而壽命低等問(wèn)題。

為解決上述兩級(jí)式MII存在的不足，本文提出一種新穎的小容量光伏/燃料電池供電逆變器，并對(duì)構(gòu)成其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、EMCS、穩(wěn)態(tài)原理、輸出電壓復(fù)合控制器設(shè)計(jì)、多輸入源共模抑制等內(nèi)容進(jìn)行深入分析研究和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，為海島、漁船等場(chǎng)合提供一種性能優(yōu)良的小容量多能源獨(dú)立供電系統(tǒng)方案儲(chǔ)備。

1 電路拓?fù)?/p>

本文所提逆變器電路拓?fù)淙鐖D1所示。該逆變器由雙輸入源選擇開(kāi)關(guān)（double input selected switches， DISS）、工作半個(gè)輸出周期的2個(gè)雙向Flyback直流斬波器、交流濾波電容級(jí)聯(lián)構(gòu)成。一個(gè)雙向Flyback直流斬波器產(chǎn)生輸出正半周單極性SPWM電流波[iN12]，另一個(gè)雙向Flyback直流斬波器產(chǎn)生輸出負(fù)半周單極性SPWM電流波[iN22]。電感式變壓器一、二次繞組匝數(shù)滿足[N11=N21=N1]、[N12=N22=N2]，[S15]、[S25]是輸出電壓極性選通開(kāi)關(guān)。雙輸入源選擇開(kāi)關(guān)不能獨(dú)立控制，需要與高頻逆變開(kāi)關(guān)[S11]、[S21]和高頻整流開(kāi)關(guān)[S13]、[S23]配合控制，旨在確保輸出電壓的穩(wěn)定和雙輸入源的能量管理，故整個(gè)變換器為單級(jí)變換結(jié)構(gòu)。

該逆變器是通過(guò)雙輸入源選擇開(kāi)關(guān)和高頻逆變開(kāi)關(guān)將[Ui1]、[Ui2]調(diào)制成三態(tài)多斜率正弦脈寬調(diào)制電流波[iN11]、[iN21]，經(jīng)電感式變壓器[T1、][T2]隔離并整流成單極性三態(tài)單斜率正弦脈寬調(diào)制電流波[io′]，經(jīng)交流濾波電容[Cf]后在負(fù)載上得到優(yōu)質(zhì)的正弦交流電壓[uo]。由于DISS存在多種不同的開(kāi)關(guān)組合，使得逆變器存在多個(gè)控制自由度以確保輸出電壓（電流）的穩(wěn)定和不同供電模式的無(wú)縫切換。

2 能量管理控制策略

能量管理控制策略對(duì)多輸入逆變器至關(guān)重要，獨(dú)立供電時(shí)需同時(shí)具備輸出電壓穩(wěn)定、多輸入源的能量管理以及不同供電模式的平滑切換3大功能。對(duì)于輸入源[Ui1]、[Ui2]分別為光伏陣列和燃料電池的獨(dú)立供電系統(tǒng)，為了優(yōu)先利用第1路輸入光伏源[Ui1]，所提出的光伏/燃料電池供電逆變器采用主從功率分配方式的能量管理，當(dāng)[P1maxlt;Polt;P1max+P2max]，第1路輸入源[Ui1]以最大功率輸出，第2路輸入源[Ui2]補(bǔ)足負(fù)載需要的不足功率，為供電模式Ⅰ；當(dāng)[Polt;P1max]時(shí)，光伏陣列提供負(fù)載所有功率，為供電模式Ⅱ。

2.1 主從功率分配能量管理SPWM控制策略

本文所提逆變器采用的主從功率分配能量管理[SPWM]復(fù)合控制策略如圖2所示。通過(guò)控制輸出電壓瞬時(shí)值[uo]和雙輸入源輸出功率比[k1、k2]來(lái)實(shí)現(xiàn)2路輸入源的能量管理，包括第1路輸入源最大功率點(diǎn)跟蹤環(huán)、輸出交流電壓環(huán)、雙輸入源功率分配及控制3部分，該方案通過(guò)控制雙輸入源以[k1]、[k2]標(biāo)幺功率輸出，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)多輸入源的能量管理。其中，[k2=1-k1]、[k1′=P1max/Po]、[k1=P1/Po]分別為第1路輸入源的最大功率標(biāo)幺值、輸出功率標(biāo)幺值。

當(dāng)逆變器工作在供電模式Ⅰ時(shí)，[k1lt;1]，穩(wěn)壓二極管[VDZ1]截止，[VDZ2]反向擊穿，此時(shí)[k1=k1′]、[k2=1-k1]，第1路輸入源輸出最大功率，第2路輸入源補(bǔ)足負(fù)載需要的功率。其中，通過(guò)誤差放大信號(hào)[ue1]、[ue2]實(shí)現(xiàn)雙輸入源選擇開(kāi)關(guān)的控制和兩輸入源功率分配，其控制原理波形如圖2b所示。

當(dāng)[P1maxgt;Po]時(shí)，第1路輸入源提供負(fù)載全部功率且工作在非MPP，此時(shí)為供電模式Ⅱ；[k1′gt;1]，VDZ1反向擊穿，[VDZ2]正向?qū)?，[k1=1]、[k2=0]，通過(guò)誤差放大信號(hào)[ue1]控制選擇開(kāi)關(guān)[SS1]并穩(wěn)定輸出。

需要說(shuō)明的是，圖2b中的穩(wěn)壓管[VDZ1]、[VDZ2]僅為物理概念表示，[VDZ1]、[VDZ2]正向?qū)?、反向擊穿、截止分別代表工作在普通二極管、穩(wěn)壓二極管、承受反壓但未發(fā)生齊納擊穿狀態(tài)，實(shí)際上述功率分配電路是由數(shù)字控制芯片進(jìn)行邏輯運(yùn)算實(shí)現(xiàn)。

2.2 2種供電模式的無(wú)縫切換

當(dāng)逆變器工作在供電模式Ⅱ時(shí)，[k1′gt;1]、[k1=1]，隨著[Po]增大至[P1maxlt;Po]，[uo]減小，[ue、ue1、ue2]增大，[k1′]減小至[k1′lt;1]，[VDZ1]由反向擊穿變?yōu)榻刂梗琜VDZ2]由正向?qū)ㄗ優(yōu)榉聪驌舸?，燃料電池開(kāi)始投入工作，逆變器可平滑切換至供電模式Ⅰ。

當(dāng)逆變器工作在供電模式Ⅰ時(shí)，[k1=k1′]、[k2=1-k1]，隨著[P1max]增大至[P1maxgt;Po]，[k1′]、[k1]逐漸增大至[k1′gt;1]、[k1=1]，[VDZ1]由截止變?yōu)榉聪驌舸琜VDZ2]由反向擊穿變?yōu)檎驅(qū)?，[k2]減小至0，第2路輸入源退出工作，第1路輸入源獨(dú)立供電，切換為供電模式Ⅱ。

由此可見(jiàn)，所提控制策略具有如下功能：1）確保輸出交流電壓穩(wěn)定；2）優(yōu)先利用第1路輸入光伏源；3）2種供電模式無(wú)縫切換。

3 高頻開(kāi)關(guān)過(guò)程分析

逆變器獨(dú)立供電時(shí)存在正向能量傳遞[uoio′gt;0]和反向饋能[uoio′lt;0]這2種情形，當(dāng)雙輸入選擇開(kāi)關(guān)占空比[d1gt;d2]、輸出正半周正向傳遞能量時(shí)，雙輸入逆變器在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的工作過(guò)程如圖3所示。圖3中，[T1]用磁化電感[Lm1]、一次側(cè)漏感[Lk1]、二次側(cè)折算到一次側(cè)的漏感[Lk2]和變比為[N11/N12]的理想變壓器表示，[S25]常通，[S21]、[Sc2]、[S15]、[S23]均截止，高頻逆變開(kāi)關(guān)[S11]比串聯(lián)選擇開(kāi)關(guān)[Ss1]、[Ss2]提前開(kāi)通、延時(shí)關(guān)斷，[S11]與[S13]、[Sc1]與[S11]之間均存在死區(qū)，該逆變器在一個(gè)[TS]內(nèi)存在11個(gè)區(qū)間。

[t0～t1]、[t10～t11]區(qū)間：功率開(kāi)關(guān)[S13]、[S25]導(dǎo)通，其余功率開(kāi)關(guān)均截止，[Lm1]通過(guò)[S13]、[S25]向負(fù)載供電，[iLm1]以斜率[|uo|N11/[N12（Lm1+Lk2）]]線性下降。

[t1～t2]區(qū)間：[t1]時(shí)刻，[Sc1]ZVS開(kāi)通，漏感[Lk1]、[Lk2]與[Cc]開(kāi)始諧振，[iLk1]從0諧振到最低值-[ILk1min]，[iLk2]諧振上升至峰值[ILk2max]，[Cc]和[Lm1]同時(shí)向負(fù)載供電。

[t2～t3]區(qū)間：[t2]時(shí)刻，[S13]、[Sc1]關(guān)斷；[Lk1]與[S11]、[Ss1]、[Ss2]的結(jié)電容諧振，若[t2]時(shí)刻漏感[Lk1]能量足夠大，[S11]可實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，[Lm1]通過(guò)[S13]體二極管向負(fù)載供電。

[t3～t4]區(qū)間：[t3]時(shí)刻，[S11]實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，[iLm1]通過(guò)[S11]、[VDs1]、[VDs2]、[Lk1]、[Lm1]回路續(xù)流，勵(lì)磁電感電壓[uLm1]迅速降為0，[S13]承受反壓且處于反向恢復(fù)期間，二次側(cè)漏感電流[iLk2]以斜率[（|uo|N11/N12+uLm1）/Lk2]下降；當(dāng)[S13]體二極管反向阻斷時(shí)，[Lk2]與[S13]的結(jié)電容諧振，[S13]的端電壓峰值為[2uo+uLm1N12/N11]，需加緩沖電路抑制；輸出濾波電容[Cf]向負(fù)載供電。

[t4～t5]區(qū)間：[t4]時(shí)刻，[Ss1]開(kāi)通，[Ui1]通過(guò)[Ss1]、[S1]、[VDs2]、[Lk1]、[Lm1]回路以斜率[Ui1/Lm1+Lk1]向[Lm1]充磁，[uLm1]迅速上升至[Ui1Lm1/Lm1+Lk1]，[Lk2]與[S13]的結(jié)電容諧振，[S13]的端電壓峰值為[uo+2uLm1N12/N11]；[Cf]向負(fù)載供電。

[t5～t6～t7]區(qū)間：[t5～t6]區(qū)間，[Ss2]導(dǎo)通；[t6～t7]區(qū)間，[Ss2]截止，此區(qū)間的工作模態(tài)與[t4～t5]區(qū)間類(lèi)似。

[t7～t8]區(qū)間：[t7]時(shí)刻，[Ss1]關(guān)斷，[iLm1]通過(guò)[S11]、[VDs1]、[VDs2]、[Lk1]、[Lm1]回路續(xù)流，[uLm1]快速降到0，[Lk2]和[S13]的結(jié)電容諧振，[S13]端電壓穩(wěn)態(tài)值為[uo]；[Cf]向負(fù)載供電。

[t8～t9]區(qū)間：[t8]時(shí)刻，[S11]關(guān)斷，[iLm1]經(jīng)[VDs1]、[VDs2]、[Lk1]、[Lm1]向[S11]的結(jié)電容充電；[t9]時(shí)刻，[Sc1]、[S13]的體二極管導(dǎo)通，[uds11]鉗位在[uCc]；[Cf]向負(fù)載供電。

[t9～t10]區(qū)間：[S13]實(shí)現(xiàn)ZVS，[Cc]與漏感諧振，[t10]時(shí)刻，[iLk1]諧振降為0；[Lm1]向負(fù)載供電。

由此可見(jiàn)，功率開(kāi)關(guān)[S11]-[S21]、[S13]-[S23]、[Sc1]-[Sc2]均實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，提前開(kāi)通[S11]和[S21]有效降低了[S13]和[S23]反向恢復(fù)引起的功率損耗和電壓尖峰，延時(shí)關(guān)斷[S11]和[S21]降低了其端電壓應(yīng)力；[Ss1]、[Ss2]非同時(shí)開(kāi)通，降低了[uLm1]迅速變化引起的[S13]端電壓尖峰。

4 雙輸入源的占空比和復(fù)合控制器設(shè)計(jì)

4.1 雙輸入源的占空比

所提光伏/燃料電池供電雙輸入逆變器的高頻開(kāi)關(guān)等效電路如圖4所示。

設(shè)[Lm1]在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的電流初值為[ILm10]，圖4的開(kāi)關(guān)狀態(tài)方程為：

[uo=N2（d1Ui1+d2Ui2）N1（1-dmax）] （1）

[p0=1-dmaxuoILm10N1/N2] （2）

[pj=UijdjILm10] （3）

式中：[dmax]——選擇開(kāi)關(guān)占空比的最大值，[dmax=maxd1，d2。]雙輸入源串聯(lián)同時(shí)供電的實(shí)質(zhì)是光伏/燃料電池2個(gè)輸入源在電感式變壓器一次側(cè)電感產(chǎn)生的電流增量的疊加。由式（3）和[kj=pjpo]可得，2路輸入源功率滿足：

[p1p2=k1k2=Ui1d1Ui2d2] （4）

由式（1）～式（4）和功率平衡可得：

[1kjUijdjILm10=1-dmaxuoILm10N1N2] （5）

設(shè)雙輸入源的第M路占空比最大，則該輸入源占空比、輸入電壓、輸出標(biāo)幺功率分別為[dM=dmax]、[UiM]、[kM]，由式（5）可得多輸入源占空比最大值應(yīng)滿足：

[dmax=dM=uoN1N2UiMkM+uo] （6）

由式（4）、式（6）可得，占空比[dj]和[dM]滿足：

[dj=kjUiMuoUiMUijN2/N1+kMUijuo] （7）

[djdM=kjUiMkMUij] （8）

當(dāng)[d1、d2]滿足式（6）～式（8）時(shí)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)[uo]的穩(wěn)定和雙輸入源以標(biāo)幺功率[k1： k2]輸出即可同時(shí)實(shí)現(xiàn)。其中，式（8）與圖2a所示的功率獨(dú)立控制電路的表達(dá)相一致，輸出電壓誤差放大信號(hào)[ue]為[d1、d2]的最大值[dmax]。

4.2 輸出電壓復(fù)合控制器設(shè)計(jì)

圖2a中的復(fù)合控制器包括輸入電壓前饋、PI反饋、重復(fù)控制3部分，如圖5所示。其中，[G1s=k1UiM/kMUi1、][G2s=k2UiM/kMUi2]分別為[d1]與[dmax]的穩(wěn)態(tài)關(guān)系、[d2]與[dmax]的穩(wěn)態(tài)關(guān)系；[Ginv1s=Ui1]、[Ginv2s=Ui2]分別為[d1]、[d2]至逆變側(cè)的傳遞函數(shù)；逆變側(cè)到輸出傳遞函數(shù)[GPs=N1N21-dmaxLm1Cfs2+Lm1Rfs+N121-dmax2N22;][GF（s）]、[GPI（s）]、[GR（s）]分別為前饋控制、PI控制器、重復(fù)控制器的傳遞函數(shù)。

由圖5可知，輸出電壓[uo]滿足：

[uo=EsGFBsGinvsGPs+GFsGinvsGPsuor] （9）

式中：[GFBs=GPIsGRs，][Ginvs=G1s+Ginv1s+G2s+][Ginv2s]。設(shè)計(jì)前饋控制器使得[GFsGinvsGPs]在低頻段的增益為1時(shí)，即可滿足[uo≈uor]。此時(shí)，前饋控制器輸出量應(yīng)滿足[uef=uorN2UiMN1kM+uor]；誤差[E（s）]很小，PI反饋和重復(fù)控制用于補(bǔ)償線路壓降，其控制量[uep+uer?uef]。

當(dāng)輸入電壓發(fā)生突變時(shí)，[GF（s）]、[G1（s）]、[G2（s）]、[Ginv1（s）]、[Ginv2（s）]同步變化，始終保持[GFsGinvsGPs≈1]，輸出電壓基本維持不變。又因控制策略中的[d1]、[d2]始終滿足式（8），故多輸入源在高頻控制周期內(nèi)始終以恒功率比[k1： k2]輸出，實(shí)現(xiàn)輸入源功率的解耦控制。顯然，多輸入源在工頻周期的平均功率也滿足恒功率比關(guān)系。需進(jìn)一步說(shuō)明的是，多輸入源的能量管理是通過(guò)MPPT和功率分配電路一同調(diào)節(jié)[k1]、[k2]來(lái)實(shí)現(xiàn)，由于逆變器輸出電壓控制頻率遠(yuǎn)高于多輸入源MPPT控制頻率，2個(gè)控制環(huán)路近似解耦，故上述功率解耦控制可行。

5 關(guān)鍵問(wèn)題討論

5.1 雙輸入源共模干擾的抑制

所提光伏/燃料電池雙輸入逆變器因2路輸入源間占空比不同而存在多種工作模態(tài)，其有無(wú)輸入源共模干擾時(shí)的輸入側(cè)等效電路如圖6所示，其中[Ccm1]和[Ccm2、][uCcm1]和[uCcm2]分別為第1、2路輸入源對(duì)地共模電容、共模電壓。雙輸入選擇開(kāi)關(guān)采用圖6a接法時(shí)，逆變器工作在2路輸入源同時(shí)供電和第2路輸入源單獨(dú)供電這2種工作模態(tài)，G、H兩端的共模電壓[uCcm=uCcm1-uCcm2=Ui2]；逆變器在僅第1路輸入源工作、兩路輸入源均不工作時(shí)，G、H兩端的共模電壓[uCcm=uCcm1-uCcm2=0]。逆變器在不同工作模態(tài)切換時(shí)，G、H兩端的共模電壓突變產(chǎn)生的共模電流將帶來(lái)額外的開(kāi)關(guān)損耗以及干擾電路采樣，影響逆變器的正常運(yùn)行。

對(duì)此，本文提出將Ss2放置在第2路輸入源負(fù)端方案，如圖6b所示。該方案是通過(guò)確保雙輸入逆變器在任意一種工作模態(tài)下G、H端電壓[uCcm=Ui2]保持不變，進(jìn)而消除共模電流影響。

5.2 有源鉗位電路設(shè)計(jì)

由圖3a可知，[Sc1]導(dǎo)通時(shí)，[Lk1]和[Lk2]、[Lm1]、[Cc1]、[Sc1]、回路電阻[R1]構(gòu)成諧振回路，諧振頻率[ω]為：

[ω=1LkCc-R12Lk2] （10）

式中：[Lk=Lk1+Lk2Lm1/Lk2+Lm1]；諧振周期[Tr=2πω]；諧振電流[iCc]為：

[iCc（t）=ICcω0ωe-δtsin（ωt-β）+UCc-uoN1/N2ωLke-δtsin（ωt）] （11）

式中：[UCc]和[ICc]——鉗位電容初始電壓和電流；[δ=R1/2Lk;][ω0=δ2+ω2]；[β=arctanωδ]。

鉗位電容電壓[uCc]和變化量[ΔuCc]分別為：

[uCc（t）=ICcCcωe-δtsin（ωt）+（UCc-uoN1）ω0N2ωe-δtsin（ωt+β）+" " " " " " "N1uoLm1N2（Lk2+Lm1）] （12）

[ΔuCc（t）=uCc（tp）-UCc] （13）

其中：

[tp=arcsinasin（β）acosβ+b2+asinβ2ω≈π2ω;][a=ICcω0/ω]；[b=UCc-uoN11/N12ωLk]。

由式（11）～式（13）可知，相同參數(shù)的有源鉗位電路采用窄脈沖、恒定導(dǎo)通時(shí)間[Tr4]和互補(bǔ)導(dǎo)通3種控制方案的鉗位電容電壓[uCc]和電流[iCc]，如圖7所示。

當(dāng)初始電壓[UCc]、電流[ICc]相同時(shí)，采用恒定導(dǎo)通時(shí)間[Tr4]與互補(bǔ)導(dǎo)通控制的[uCc]峰值相等；互補(bǔ)導(dǎo)通控制的[iCc]諧振多個(gè)周期，[Sc1]通態(tài)損耗較大，且[Sc1]關(guān)斷時(shí)刻[iCc]可能為正，無(wú)法實(shí)現(xiàn)高頻逆變開(kāi)關(guān)[S11]的零電壓開(kāi)通；恒定導(dǎo)通時(shí)間[Tr4]控制方案，導(dǎo)通時(shí)間短且[Sc1]在[iCc]谷底處關(guān)斷，利于實(shí)現(xiàn)[S11]的ZVS，減小開(kāi)通損耗。窄脈沖鉗位方案導(dǎo)通時(shí)間很短，緩沖相同漏感能量需要有更高的鉗位電容電壓[uCc]，[S11]應(yīng)力大。因此，有源鉗位電路采用恒定導(dǎo)通時(shí)間[Tr/4]方案可兼顧變換器效率和高頻逆變開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力。

6 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)

設(shè)計(jì)并研制[1 kVA]光伏/燃料電池供電實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，光伏源用TC.P.16.800.400.PV.HMI模擬（[VMPP1=80～110 V]），燃料電池源用直流源模擬（[Ui2=80～110 V]），[Uo=220 V 50 Hz，][fs=50 kHz，]磁芯選[NPH184060、][Np/Ns=49/60，]濾波電容[Cf=14.7 μF。][GPIs=0.00005+0.6/s;][Gz=z-23Sz/1-0.97z-23，][Sz=][（3.1×10-8+6.2×10-8z-1+3.1×10-8z-2）/（1-1.965z-1+][0.965z-2）]。

逆變器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在第1路輸入源MPP[（600 W、 110 V、5.454 A）]、第2路輸入源電壓[Ui2=110 V]額定負(fù)載時(shí)的穩(wěn)態(tài)波形如圖8所示。圖8穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：1）[Ss1]、[Ss2]中心對(duì)稱(chēng)開(kāi)通，2路輸入源功率分別為597 W、496 W，占空比滿足[d1：d2=P1Ui2/（P2Ui1）=1.2]，如圖8a所示；2）[uCc]是幅值約為[2UoN1/N2]的正弦雙半波，[S11]實(shí)現(xiàn)了ZVS且[uds11]被鉗位于[uCc]，如圖8b所示；3）[S13]實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，[S13]反向恢復(fù)期間，通過(guò)將變壓器一次側(cè)繞組電壓[uN11]降為0，減小反向恢復(fù)從而降低[S13]電壓尖峰，如圖8c所示；4）逆變器在額定阻性負(fù)載時(shí)，第1路輸出[（597 W，110.42 V， 5.409 A）]，第2路補(bǔ)足負(fù)載所需功率，[ THDU]為[0.66%]，如圖8d、圖8e所示；5）額定R-L、R-C負(fù)載時(shí)的[ THDU]分別為[0.79%]、[1.86%]，如圖8f、圖8g所示。逆變器在額定R、R-L、R-C負(fù)載時(shí)變換效率分別為[91.3%、90.6%、89.7%]。

逆變器樣機(jī)在第1路輸入源光強(qiáng)突變[1000 W/m2?700 W/m2]和負(fù)載突變[550 W?1000 W]時(shí)的動(dòng)態(tài)波形如圖9所示。圖9動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：1）光伏陣列的太陽(yáng)輻照度在[1000 W/m2?700 W/m2]突變時(shí)，逆變器具有良好的動(dòng)態(tài)性能，輸出電壓uo無(wú)超調(diào)，輸出波形畸變小，實(shí)現(xiàn)了光伏陣列MPP的快速跟蹤，如圖9a～圖9c所示；2）[Po=550 W]時(shí)，[P1maxgt;Po]，光伏陣列單獨(dú)向交流負(fù)載供電-逆變

器工作在供電模式II，輸出功率[Po=1000 W]時(shí)光伏陣列輸出最大功率、燃料電池補(bǔ)足負(fù)載功率-逆變器工作在供電模式I，當(dāng)交流負(fù)載在[550 W?1000 W]切換時(shí)，輸出電壓[uo]過(guò)渡平滑、無(wú)超調(diào)、波形質(zhì)量高、動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間小于90 ms，如圖9d～圖9f所示。其中，圖9f為逆變器供電模式過(guò)渡過(guò)程，未達(dá)穩(wěn)態(tài)，當(dāng)逆變器達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，燃料電池源將退出工作，如圖9d所示。此外，需要說(shuō)明的是，上述實(shí)驗(yàn)中第1、2路輸入源分別采用光伏模擬器、直流穩(wěn)壓源模擬，第1路輸入因光伏內(nèi)阻特性較大的原因，輸出電流較為平滑，第2路輸入因直流穩(wěn)壓電源內(nèi)阻小，輸出電流含有2倍頻紋波。

文獻(xiàn)［9］所述逆變器僅給出在輸入電壓[60 V/48 V、]輸出電壓[50 V、][50 Hz ]時(shí)[THDU]為3.6%；文獻(xiàn)［10］所述逆變器在[Ui=18 V、][Uo=30 V 、][ 50 Hz 、][Po=43.2 W]時(shí)變換效率僅為81%，[THDi]為1.6%；文獻(xiàn)［14］提出的逆變器在[Ui=32 V/30 V、][Uo=230 V、][50 Hz ]時(shí)最高變換效率為90%，未給出輸出波形THD；文獻(xiàn)［17］所述逆變器在[Ui=35 V/36 V]、[Uo=230 V、 ][50 Hz 、][Po=500 W]時(shí)變換效率為92%，未給出輸出波形總THD；其余兩級(jí)式多輸入逆變器均未給出技術(shù)性能指標(biāo)。此外，文獻(xiàn)［11］提出的MIDCC電路在[Ui=48 V/36 V、][Uo=300 V、][Po=1000 W]時(shí)的變換效率為73%；文獻(xiàn)［12］提出的MIDCC電路在[Ui=17.6 V/7.5 V、][Uo=50 V、][Po=120 W]時(shí)變換效率為92.6%；文獻(xiàn)［13］提出的MIDCC電路在[Ui=41 V/46 V、][Uo=300 V、][Po=200 W]時(shí)變換效率為90%。因此，與文獻(xiàn)［6-10、14-18］提出的兩級(jí)式MII以及基于文獻(xiàn)［11-13］中MIDCC的兩級(jí)式MII相比，本文所提光伏/燃料電池供電逆變器具有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔、變換效率高、輸出波形THD小、負(fù)載過(guò)載時(shí)可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，證實(shí)了所提方案的可行性和先進(jìn)性。

7 結(jié) 論

1）所提光伏/燃料電池供電逆變器電路拓?fù)溆呻p輸入源選擇開(kāi)關(guān)、工作半個(gè)輸出周期的2個(gè)雙向Flyback直流斬波器、交流濾波電容級(jí)聯(lián)構(gòu)成。

2）所提主從功率分配能量管理SPWM復(fù)合控制策略是通過(guò)控制輸出電壓瞬時(shí)值和雙輸入源輸出功率比來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)光伏/燃料電池2路輸入源的能量管理及不同供電模式間的平滑切換。

3）逆變器在一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期[Ts]內(nèi)存在11個(gè)等效區(qū)間，高頻逆變開(kāi)關(guān)S11和S21、高頻整流開(kāi)關(guān)S15和S25、鉗位開(kāi)關(guān)Sc1和Sc2均實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，提前開(kāi)通S11和S21有效降低了S13和S23反向恢復(fù)引起的功率損耗和電壓尖峰，延時(shí)關(guān)斷S11和S21降低了其端電壓應(yīng)力。

4）給出多輸入源占空比的表達(dá)式和雙輸入源間共模干擾的解決方案，采用恒定導(dǎo)通時(shí)間[Tr/4]有源鉗位方案可獲得高的變換效率和低的高頻逆變開(kāi)關(guān)應(yīng)力。

5）與傳統(tǒng)的兩級(jí)多輸入逆變器相比，設(shè)計(jì)并研制的1 kVA光伏/燃料電池供電雙輸入逆變器樣機(jī)具有更簡(jiǎn)潔的電路結(jié)構(gòu)、更高的變換效率、更寬的占空比調(diào)節(jié)范圍（輸入源最低電壓80 V時(shí)占空比調(diào)節(jié)范圍0～0.76）等優(yōu)良性能，證實(shí)了所提方案的先進(jìn)性。

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NOVEL SMALL-CAPACITY PHOTOVOLTAIC/FUEL CELL POWER

SUPPLY INVERTER

Qin Shuran1，Jiang Jiahui1，Chen Daolian1，Chen Weiqiang2

（1. College of Electrical Engineering， Qingdao University， Qingdao 266017， China；

2. College of Electrical Engineering and Automation， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：A novel small-capacity photovoltaic/fuel cell power supply inverter is proposed for multiple new energy power supply occasions. Key technologies such as its topology， energy management control strategy， high-frequency switching process， dual input source duty cycle， output voltage compound controller design and dual-input common-mode suppression have been studied. The topology is composed of two input source selector switches， two bidirectional Flyback DC choppers working for half an output cycle， and an AC filter capacitor. The proposed master-slave power distribution energy management SPWM composite control strategy is to realize the energy management of the input sources and the seamless switching of the two working modes by controlling the instantaneous value of the output voltage and the output power ratio of the input sources. A 1 kVA photovoltaic/fuel cell dual-input inverter prototype is designed and developed. The experimental results show that the inverter has the advantages of single-stage power conversion， high conversion efficiency， wide duty cycle adjustment range， high output waveform quality and seamless switching between different power supply modes.

Keywords：dual-input inverter； Flyback chopper； fuel cell； energy management control strategy； common-mode voltage suppression of the dual-input source