一種可應用于新能源發(fā)電系統(tǒng)的雙繞組高效率高升壓DC-DC變換器

收稿日期：2022-03-08

基金項目：山東省自然科學基金面上項目（ZR2020ME200）；山東省研究生教育優(yōu)質(zhì)課程建設項目（SDYKC20113）

通信作者：張 民（1964—），女，碩士、教授，主要從事新能源發(fā)電電能轉(zhuǎn)換等方面的研究。zhangmin@qut.edu.cn

DOI：10.19912/j.0254-0096.tynxb.2022-0279 文章編號：0254-0096（2023）06-0161-09

摘 要：為解決光伏發(fā)電等新能源發(fā)電技術輸出的直流電壓等級較低、不能滿足并網(wǎng)電壓要求的問題，提出一種可應用于新能源發(fā)電系統(tǒng)的雙繞組高效率高升壓DC-DC變換器。在傳統(tǒng)Boost變換器的拓撲中融入開關電容結構與磁耦合升壓技術，獲得高電壓增益，并降低開關管電壓應力。拓撲的無源鉗位結構有效解決了開關管電壓尖峰過高的問題，提高了能量轉(zhuǎn)換效率。詳細研究了所提變換器工作原理后，對元件電流、電壓應力以及變換器效率進行定量計算。于實驗室搭建200 W樣機驗證所提變換器的可行性，實測變換器最大效率為97.5％。

關鍵詞：DC-DC變換器；耦合電路；增益調(diào)節(jié)；新能源發(fā)電；高效率；輸入電流連續(xù)

中圖分類號：TM46""""""""""" """"""" """"文獻標志碼：A

0 引 言

隨著雙碳目標的提出以及近年來環(huán)境污染等問題的凸現(xiàn)，新能源可再生發(fā)電技術發(fā)展迅速。由圖1可知，在光伏發(fā)電和燃料電池發(fā)電等清潔能源發(fā)電系統(tǒng)中，低壓輸入源（一般不超過50 V）與逆變器（所需直流母線電壓為380～800 V）之間需采用升壓DC-DC變換器作為接口。因此，高電壓增益DC-DC變換器的加入成為了新能源發(fā)電系統(tǒng)的關鍵，也是近年的研究熱點［1-3］。

傳統(tǒng)Boost變換器為了滿足高電壓增益的要求，需工作于占空比D接近1的極限條件下，這會導致能量轉(zhuǎn)換效率低，元器件承受應力大，影響電路正常工作，帶來安全隱患。在實際應用中，傳統(tǒng)Boost變換器一般不能滿足電壓增益超過6的工程需求。為了使變換器升壓能力及工作效率進一步提升，大量創(chuàng)新技術和高增益DC-DC變換器拓撲被提出［4-12］。文獻［5］提出的變換器使用了開關電容和耦合電感模塊技術，電壓增益理想，但效率不夠高。文獻［6］在Boost變換器中融入了開關電感和開關電容單元技術，顯著改善了其升壓能力，但電路中過多的儲能元件不僅造成嚴重的電磁干擾，還增加了樣機體積尺寸。文獻［7］采用多個變換器級聯(lián)的方法，大幅提高了電壓增益，但級聯(lián)變換器存在開關管電壓應力大等弊端。

本文提出一種可應用于新能源發(fā)電系統(tǒng)的雙繞組高效率高升壓DC-DC變換器。此拓撲輸入電流連續(xù)，其自身具有的無源鉗位結構可出色地起到吸收漏感能量的作用。部分二極管實現(xiàn)了零電壓導通以及零電流關斷，有效減小了器件損耗。耦合電感的加入能夠大幅提高變換器增益，同時耦合電感匝比[n]的存在可使電壓增益的調(diào)節(jié)更加靈活。

1 變換器工作原理

1.1 拓撲提出

傳統(tǒng)的Boost電路（圖2a）具有結構簡單、紋波較小等優(yōu)點，且輸入電流連續(xù)，但升壓倍數(shù)較低。本文所提變換器將Boost電路作為基礎，與耦合電感升壓模塊（圖2b結構1）、開關電容結構（圖2b結構2）結合，大幅度提升升壓倍數(shù)。如圖2b所示，此變換器由1個直流電源、輸入電感[L1]、功率開關管S、4個電容[C1～C4]、3個二極管VD1～VD3、1個雙耦合繞組、輸出電容[Co]、輸出二極管VDo及負載組成。其中雙耦合繞組可視為匝數(shù)比[N1]∶[N2]的理想變壓器，還可表示為1∶n，其漏感為[Lk、]勵磁電感[Lm]。電容C1與二極管VD1組成鉗位回路，用來緩解開關管關斷時漏極和源極兩端的電壓尖峰。電容[C3]、[C4]，二極管VD2、VD3以及VDo組成開關電容結構，直通狀態(tài)下電容[C3]為電容[C4]充電，非直通狀態(tài)下電容[C4]與電感[L1]、耦合繞組副邊[N2]、電容[C2]以及[Vg]共同為負載供電，可提高變換器升壓能力。[Vg]以及[Vo]分別為輸入電壓和輸出電壓，在新能源發(fā)電系統(tǒng)中分別對應低壓輸入源和直流母線電壓；[R]為負載。

1.2 電路工作模態(tài)分析

為精簡對電路工作過程的分析，現(xiàn)做出下列假設：

1）所有電容器都足夠大，以保證電容電壓[VC1～VC4]以及[VCO]在一個周期內(nèi)是恒定的。

2）忽略耦合電感上的漏感，變壓器為理想變壓器，各繞組匝數(shù)比為[n=N2/N1]。

3）不考慮功率器件的損耗。

在連續(xù)導通模式（continuous conduction mode， CCM）工作狀態(tài)下，本文所提變換器在一個周期內(nèi)的主要器件電流、電壓仿真波形如圖3所示。其中，VGS為開關管柵極和源極間電壓，VS為開關管電壓，iS為開關管電流，T為一個開關同期。在一個開關周期所對應的時間內(nèi)，變換器共存在6種不同的工作模態(tài)，如圖4所示。

模態(tài)1（[t0～t1]）：如圖4a所示，[t0]時刻開關管S導通信號到來，二極管VD2以及VDo導通，二極管VD1和VD3分別被電容[C1]和[C4]兩端電壓反向偏置，其中二極管VD1零電流關斷。此時輸入電壓[Vg]為輸入電感[L1]充電，使輸入電流[iin]呈線性增加。電容[C2]放電，分別通過耦合電感原邊[N1]、耦合繞組副邊[N2]給電容[C1]和[C3]充電。電容[C4]放電，通過二極管VDo將能量傳遞給負載同時為電容[Co]充電。當開關管S兩端電壓降為零時，此模態(tài)結束。

CCM operation

模態(tài)2（[t1～t2]）：如圖4b所示，此時開關管S導通，二極管VD3零電壓導通。此狀態(tài)下導通時，二極管電壓和電流波形不會出現(xiàn)交叉，即可實現(xiàn)零電壓導通（ZVS導通），以減小二極管的損耗，進而提高變換器的整體效率。二極管VD1、VD2、VDo處于關斷狀態(tài)。輸入電壓[Vg]為輸入電感[L1]充電，輸入電流[iin]線性增加。電容[C1]放電，并與耦合電感一次繞組[N1]為電容[C2]充電。電容[C3]放電，并通過二極管VD3為電容[C4]充電。電容[Co]放電，為負載提供能量。當二極管VD3被反向偏置時，此模態(tài)結束。

模態(tài)3（[t2～t3]）：如圖4c所示，此時開關管S導通，二極管VD1、VD2、VD3以及VDo均關斷。輸入電壓[Vg]為輸入電感[L1]充電，輸入電流[iin]呈線性增加。電容C1放電，并與耦合電感一次繞組[N1]為電容C2充電。[t3]時刻此模態(tài)結束。

模態(tài)4（[t3～t4]）：如圖4d所示，[t3]時刻開關管S的關斷觸發(fā)脈沖已經(jīng)到來，但由于開關管受到D、S兩端結電容的影響，開關管S的關斷會出現(xiàn)延時，D、S兩端電流快速下降，電壓快速上升。二極管VD2關斷，VD3零電流關斷。此時輸入電感L1上的電流[iin]基本維持不變，電容[C1]、[C2]為充電狀態(tài)，電容[C4]為負載端供電。[t4]時刻此模態(tài)結束。

模態(tài)5（[t4～t5]）：如圖4e所示，在[t4]時刻，開關管S、二極管VD3處于關斷狀態(tài)，二極管VD1、VD2、VDo導通。此時輸入電壓、輸入電感[L1]、耦合電感二次繞組N2和電容[C2]、[C4]通過回路[Vg-L1-C2-N2-C4-R-Vg]經(jīng)過輸出二極管VDo為負載提供能量。因此，電流[iin]呈線性下降。輸入電源、電感[L1]以及電容[C2]共同為電容[C1]充電，電容[C3]和[Co]也為充電狀態(tài)。[t5]時刻二極管VD1被反向偏置時，此模態(tài)結束。

模態(tài)6（[t5～t6]）：如圖4f所示，[t5]時刻開關管S以及二極管VD1、VD3關斷，二極管VD2、VDo導通。此時輸入電壓、輸入電感[L1、]耦合電感二次繞組[N2]和電容[C2、C4]通過回路[Vg-L1-][C2-N2-C4-R-Vg]經(jīng)過輸出二極管VDo為負載提供能量。因此，電流[iin]呈線性下降。電容[C1、C3]以及[Co]均為充電狀態(tài)，[t6]時刻此模態(tài)結束。

2 變換器穩(wěn)態(tài)分析

2.1 電壓增益及電壓應力

本文僅分析作為變換器主要工作狀態(tài)的模態(tài)2和模態(tài)5。模態(tài)2是所提變換器的直通狀態(tài)，如圖4b所示，從圖中可得電壓關系為：

[VL1_ON=VgVN1_ON=VC1-VC3+VC41+nVN2_ON=VC2-VC3+VC4]" （1）

模態(tài)5是所提變換器的非直通狀態(tài)，如圖4e所示，從圖中可得電壓關系為：

[VL1_OFF=Vg-VC1VN1_OFF=-VC2VN2_OFF=VC1+VC2-VC3] （2）

對電路中所有電感元件使用伏秒平衡原理：

[0DTVi_ONdt+DTTVi_OFFdt=0，" i=L1，"N1，"N2] （3）

結合式（1）、式（2）可得電容電壓應力為：

[VC1=11-DVgVC2=D1-DVgVC3=1+（1+n）D1-DVgVC4=1+n1-DVg] （4）

輸入輸出電壓關系為：

[Vo=2+n+（1+n）D1-DVg]""" （5）

因此所提變換器增益為：

[B=VoVg=2+n+（1+n）D1-D]" （6）

根據(jù)圖4b和圖4e可得到開關管和二極管的電壓應力為：

[VS=VC1VVD1=VC1VVD2=VC4VVD3=VC4VVDo=VCo-VC3]""" （7）

結合式（4）、式（6）可得：

[VS=VVD1=11-DVg=12+n+（1+n）DVoVVD2=VVD3=VVDo=1+n1-DVg=1+n2+n+（1+n）DVo]"" （8）

圖5a為[n=2]時電容電壓應力和輸出電壓比值與占空比的關系，圖5b為[n=2]時開關管和二極管的電壓應力與輸出電壓比值和占空比的關系。

2.2 電流應力

由圖4b和圖4e，根據(jù)基爾霍夫電流定律可得：

[IC1_ON=Iin+IVD3-ISIC2_ON=IS-IinIC3_ON=-IVD3IC4_ON=IVD3ICo_ON=-Io]" （9）

[IC1_OFF=Iin-IVD2-IVDoIC2_OFF=IVD1-IinIC3_OFF=IVD2IC4_OFF=-IVDoICo_OFF=IVDo-Io] （10）

[IN1_ON=-IC1_ONIN2_ON=-IVD3]""" （11）

[IN1_OFF=IVD1-IC1_OFFIN2_OFF=IVD2+IVDo] （12）

根據(jù)功率守恒可得：

[Iin=BIo]"" （13）

根據(jù)穩(wěn)態(tài)條件下電容的安秒平衡可得：

[0DTiCi_ONdt+DTTiCi_OFFdt=0""""，i=1，2，3，4，o]""" （14）

將式（9）、式（10）、式（13）代入式（14）可得：

[IS=1+n+（2+n）DD（1-D）IoIVD1=IVD2=IVDo=11-DIoIVD3=1DIo]"" （15）

因為所提變換器具有連續(xù)的輸入電流，即[IL1=Iin，]所以可得：

[IL1=2+n+1+n1D1-DIo]""" （16）

圖6為所提變換器電容、開關管及二極管的電流應力與輸出電流之比隨占空比的變化，可作為器件選型的參考。

所提變換器元件的電壓以及電流應力總結如表1所示。

2.3 變換器性能對比

表2收集了一些近年來文獻中使用耦合電感技術的變換器及其部分參數(shù)，可看出本文所提變換器的電壓增益最大，開關管應力為四者最小。開關管電壓應力小可減少開關器件的能量損耗，延長器件壽命。所提變換器具有連續(xù)的輸入電流，使其應用場合更加廣泛。在保證性能優(yōu)秀的同時，所提變換器電路元器件數(shù)量較少，可減小樣機體積和能量損耗。為了更直觀地看出幾種變換器的區(qū)別，圖7a為變換器增益對比，圖7b為開關管電壓應力對比。其中耦合電感匝比[n=2]。

3 理論效率分析

電路元器件的寄生參數(shù)會造成能量損失，影響變換器的效率，本節(jié)分析所提變換器的理論效率。計算在CCM狀態(tài)下進行，以下為詳細過程。

電路中開關元器件的能量損耗主要分為導通損耗和開關損耗。設開關管S漏極、源極兩端導通電阻為[rS]，其導通損耗為：

[Pcond，S=1T0TrSi2Sdt=rSI2S_rms] （17）

其開關損耗為：

[PSW，S=1T0tonVSiSdt+0toffVSiSdt"""""""="16VSfSIS（ton+toff）] （18）

開關管總損耗為：

[PS，Loss=Pcond，S+PSW，S] （19）

二極管損耗包括導通損耗和開關損耗，設rVD為二極管的導通電阻，VFVD為二極管的導通壓降，其導通損耗為：

[Pcond_VDi=1T0T（VFVDiVDi+rVDi2VDi）dt"""""""" =VFVDIVDi_ave+rVDI2VDi_rms，" i=1，2，3，4，o]" （20）

其開關損耗為：

[PSW_VDi=1T0tbPVDi（t）dt=16fSVVDiIrrtb""""，" i=1，2，3，4，o]""" （21）

二極管的總損耗為：

[PVD_Loss=（Pcond_VDi+PSW_VDi），" i=1，2，3，o]" （22）

耦合繞組的ESR損耗為：

[PrN=rN1I2N1_rms+rN2I2N2_rms]"" （23）

磁芯損耗為：

[Pcore=Wg·（kFe_NfmSBnN）]"" （24）

式中：[rN]——耦合繞組的寄生電阻，Ω；[Wg]——磁芯質(zhì)量，g；[kFe、]m、n——磁芯參數(shù)。

耦合繞組的總損耗為：

[PN_Loss=PrN+Pcore] （25）

設[rL1]為電感的寄生電阻，電感[L1]的ESR損耗為：

[PL_Loss=rL1I2L1_rms]"" （26）

電容的損耗為：

[Pcond_Cj=1T0DTrCji2Cj_ondt+DTTrCji2Cj_offdt=rCji2Cj_rms""""，" j=1，2，3，4，o]

（27）

電容的總損耗為：

[PC_Loss=Pcond_Cj，" j=1，2，3，4，o]""" （28）

所提變換器的總損耗為：

[PLOSS=PS_Loss+PVD_Loss+PL_Loss+PN_Loss+PC_Loss "" =rS1+n+（2+n）D2PoD（1-D）2R+fsPo1+n+（2+n）D（ton+toff）6D（1-D）2+n+（1+n）D+""""""""" rVD1+2DPoD（1-D）R+4VFVDPoVo+fSIrrtb（4+3n）62+n+（1+n）DVo+""""""""" rN1Po（D+n+Dn）2（1-D）+D（D+n+Dn-1）2（1-D）D+""""""""" rL1Po2+D+n+Dn2（1-D）2R+rN2Po（1+3D）D（1-D）R+""""""""" rC1PoR·（D+n+Dn）2D（1-D）+rC2PoR·（1+D）2（1+n）2D（1-D）+""""""""" rC3PoR·1D（1-D）+rC4PoR·1D（1-D）+rCoPoR·D（1-D）]

（29）

理論效率為：

[η=PoPo+PLOSS=11+PLOSSPo]" （30）

圖8為[R=722 Ω、][Vo=380 V、][D=0.5、][N1∶][N2=1]∶[2]條件下所提變換器各元件的功率損耗分布。從圖可看出，變換器的能量損耗主要來自輸入電感、二極管和開關管，電容和耦合繞組的損耗較小，后續(xù)的研究可以此為根據(jù)進一步改善變換器的能量轉(zhuǎn)換效率。

具體寄生參數(shù)的值根據(jù)器件選型，參考表3中器件型號，[VFVD=0.75 V，][rS=0.008 Ω，][rVD=0.008 Ω，][ton+toff=179 ns，][tb=40 ns，][Irr=0.25 A，][rN1=0.022 Ω，][rN2=0.15 Ω，][rC1=0.003 Ω，][rC2=0.001 Ω，][rC3=rC4=rCo=0.01 Ω]。

4 變換器參數(shù)設計

4.1 輸入電感設計

電感的電流紋波為：

[ΔIL=VL_ONDfSL]""" （31）

式中：[ΔIL]——電感的電流紋波，取輸入電流平均值的20％；[IL]——電感兩端的電壓；[fS]——開關管的開關頻率。

在開關周期（[0≤tlt;DT]）內(nèi)，[L1]上的電壓為：

[VL1=Vg]""" （32）

由式（31）、式（32）可得：

[L1≥DR0.2B2fS] （33）

4.2 耦合繞組設計

耦合繞組磁芯的設計采用磁芯有效截面積法，磁芯有效截面積AP為：

[AP=AcWa=Pt×104JKuKfBmfScm4]"" （34）

式中：[Ac]——磁芯截面積，cm2；[Wa]——磁芯窗口面積，cm2；[Pt]——變壓器的視在功率，W；[J]——耦合電感繞組的電流密度，[J]=3.5 A/mm2；[Ku]——窗口面積利用系數(shù)（[Kult;1]），取[Ku=0.35]；[Kf]——波形系數(shù)，方波取4，正弦波取4.44；[Bm]——磁通密度，[Bm]=0.25 T。

[Pt=VN1_ONINI_ON]"" （35）

將式（35）代入式（34）可得：

[AP=AcWa=VN1_ONINI_ON×104J×102KuKfBmfScm4]""" （36）

可根據(jù)計算數(shù)值選取合適的骨架和磁芯。

4.3 電容設計

電容的計算公式為：

[C≥DICfSΔVC]" （37）

式中：[IC]——電容電流；[ΔVC]——電容的電壓紋波。一般情況下，電容的電壓紋波取其平均電壓的2％。代入表1中數(shù)值可得：

[C1≥2+n+（1+n）D（1+n）D+n0.02fSR] （38）

[C2≥2+n+（1+n）D（1+n）（1+D）0.02fSRD]" （39）

[C3≥2+n+（1+n）D0.02fSR（1+nD+D）] （40）

[C4≥2+n+（1+n）D0.02fSR（1+n）]""" （41）

[Co≥D0.02fSR]" （42）

4.4 二極管及開關管設計

參考表1中開關管和二極管的應力選擇其合適的型號。

5 實驗與分析

為了證實本文提出的雙繞組高效率高升壓DC-DC變換器的可行性，在理論分析的基礎上，定量計算器件應力并選擇合適的器件型號，搭建200 W的實驗樣機，樣機參數(shù)整理于表3。圖9為所提變換器實驗硬件樣機。

圖10為負載電阻[R=720 Ω]時的實驗波形，占空比[D=0.5]，耦合電感匝比[n=2]。此時輸入電壓為34.2 V，輸出電壓為376.1 V，可得電路增益[B=11]，接近理論值。同時可觀測到二極管VD1、VD3做到了零電流關斷，VD3實現(xiàn)了零電壓導通，符合仿真結論，證實了理論分析的準確性。

圖11為變換器不同輸出功率對應的效率曲線，包含本文所提變換器的理論和實驗效率以及文獻［16-17］所提變換器的實驗效率數(shù)據(jù)。實驗時通過改變負載從而改變輸出功率，本文所提變換器實測效率最高為60 W時97.5％，工作于

額定200 W功率輸出得到的效率約為95.1%。從圖10可看出本文所提變換器效率在大部分情況下明顯高于其他兩個變換器，性能較優(yōu)秀。

6 結 論

本文提出一種可應用于新能源發(fā)電系統(tǒng)的雙繞組高效率高升壓DC-DC變換器。通過理論分析，經(jīng)過計算以及實驗結果的論證，證明該變換器具備以下幾個特點：

1）所提變換器合理運用開關電容和耦合電感技術，電壓增益較高，且結構簡單、能量損耗較小。

2）實驗結果證明二極管VD1、VD3做到了零電流關斷，VD3實現(xiàn)了零電壓導通，大幅減小了損耗，提高了變換器的效率。

3）無源鉗位回路能有效吸收漏感能量、解決開關管S電壓尖峰高的問題，器件應力較小。

4）輸入電流連續(xù)，可承受較大電流。

基于上述特性，該變換器可應用于光伏發(fā)電等新能源領域，可滿足系統(tǒng)中升高電壓從而達到并網(wǎng)電壓等級的需求，并且能量損耗較小，性能較優(yōu)秀。

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TWO-WINDS HIGH EFFICIENCY HIGH STEP-UP DC-DC CONVERTER APPLICABLE TO NEW ENERGY POWER GENERATION SYSTEM

Ye Ruiming，Zhang Min，Xue Pengfei，Yuan Chenggong，Zhao Zhenwei，Zhao Chang

（School of Information and Control Engineering， Qingdao University of Technology， Qingdao 266520， China）

Keywords：DC-DC converter； coupling circuit； gain regulation； new energy power generation； high efficiency； continuous input current