基于一體化模型的礦用變頻器散熱性能分析

王越， 史晗， 榮相， 蔣德智

（1. 中煤科工集團常州研究院有限公司，江蘇 常州 213015；2. 天地（常州）自動化股份有限公司，江蘇 常州 213015）

0 引言

礦用變頻器對推動煤礦智能化開采、提升煤礦安全化生產、助力煤礦綠色化發(fā)展、加快形成煤炭工業(yè)“十四五”高質量發(fā)展新格局起到至關重要的作用[1-3]。礦用變頻器空間密閉，運行過程中內部功率器件自身會產生大量熱量，導致升溫效應顯著，可靠性降低，易產生熱退化和熱失效現(xiàn)象[4-5]。因此，必須對礦用變頻器進行有效的散熱設計和準確的散熱性能分析。

礦用變頻器內部功率器件種類繁多，包括真空交流接觸器、母排與電纜、直流濾波電容、各類電阻器、IGBT 模塊及輸出電抗器等。目前，許多專家學者對上述功率器件的熱性能進行了分析。文獻[6]針對接觸器和母排的過熱問題進行優(yōu)化設計，改善了空氣對流狀況，使得溫度得以下降。文獻[7]通過熱?流耦合仿真得到變壓器繞組的溫度場分布，揭示了非理想供電情況下溫度變化規(guī)律；文獻[8]通過模擬電抗器的溫升變化過程及穩(wěn)態(tài)時的溫度場分布情況，提升了運行可靠性與經濟性。文獻[9]建立了IGBT 模塊封裝模型，得到IGBT 模塊在穩(wěn)態(tài)工作條件下的溫度場分布，分析了不同結構參數(shù)對散熱性能的影響。此外，功率器件所產生的熱量需要通過散熱系統(tǒng)與外界進行熱交換，文獻[10-14]利用Flotherm、Icepak 等設計和優(yōu)化翅片散熱器、熱管散熱器、水冷散熱器的關鍵參數(shù)。上述研究主要是針對某類功率器件或散熱器進行單獨分析，未考慮它們相互之間的熱交換作用，且現(xiàn)有研究與礦用變頻器運行狀態(tài)的結合不夠緊密，導致生熱和傳熱過程與實際情況偏差較大，降低了散熱性能分析的準確度和全面性。

針對上述問題，本文以630 kW/1 140 V 四象限礦用變頻器為研究對象，基于一體化模型對礦用變頻器散熱性能進行分析。分析了內部功率器件的電氣特性并計算功率損耗，在此基礎上，對散熱系統(tǒng)進行優(yōu)化設計，并基于一體化模型對礦用變頻器內部溫度場特性、對流換熱特性進行全面的數(shù)值模擬分析。

1 內部功率器件的損耗分析

本文以630 kW/1 140 V 四象限礦用變頻器為研究對象，建立考慮等效電阻的礦用變頻器主電路拓撲模型（圖1，以逆變單元為例，整流單元在主電路拓撲上完全相同[15]），分析母排與電纜、充/放電電阻、吸收電阻、IGBT 模塊、輸出電抗器的電氣特性并計算功率損耗，其中udc為直流母線電壓，C 為直流濾波電容，RC為直流濾波電容的等效電阻，RINV1+，RINV2+，RINV1?，RINV2分別為直流母排正負極的等效電阻，RU+，RUV+，RVW+，RU?，RUV?，RVW?分別為交?直流連接母排正負極的等效電阻，Rk++，Rk?～（k為U、V、W）分別為交流母排上橋臂正負極的等效電阻，Rk～+，Rk??分別為交流母排下橋臂正負極的等效電阻。

圖1 考慮等效電阻的礦用變頻器主電路拓撲模型Fig. 1 Main circuit topology model of mine inverter considering equivalent resistance

1.1 真空交流接觸器的功率損耗

真空交流接觸器具有接通和切斷主回路、充電回路、輔助回路功能，還能起到故障保護作用[16]。對于80 A/1 140 V，160 A/1 140 V，630 A/1 140 V 型真空交流接觸器，以合開距與吸合速度之比估算得到的吸合時間極短，僅為30 ms，故本文不分析吸合過程的熱效應。變頻器穩(wěn)定運行后，以保持功率衡量功率損耗，由真空交流接觸器選型手冊可得：80 A/1 140 V，160 A/1 140 V，630 A/1 140 V 型真空交流接觸器的保持功率分別為10，18，15 W。

1.2 母排與電纜的功率損耗

利用 ANSYS Q3D 仿真得到母排電磁場強度分布云圖及等效電阻隨頻率變化曲線，如圖2、圖3 所示（以交流母排為例）。從圖2、圖3 可看出在集膚效應的作用下，電磁場特征參量更多地分布在母排表面，使有效截面積減小，等效電阻上升，且頻率越大，集膚效應越明顯，等效電阻越小。

圖2 交流母排電磁場強度的分布云圖Fig. 2 Distribution cloud map of electromagnetic field intensity of AC busbar

圖3 交流母排等效電阻隨頻率變化曲線Fig. 3 Variation curves of equivalent resistance of AC busbar with frequency

取激勵頻率為2 kHz，將各部分等效電阻代入主電路模型，利用 ANSYS Simplore 仿真得到流經母排的電流曲線，如圖4 所示（以交流母排為例）。

根據(jù)圖4 求取電流有效值為198 A，并根據(jù)焦耳定律計算功率損耗。

圖4 交流母排電流曲線Fig. 4 AC busbar current curves

式中：IRMS為電流有效值；R為等效電阻。

根據(jù)式（1）可得Rk++、Rk?～、Rk～+和Rk? ?的功率損耗分別為5.8，1.8，3.4，0.7 W，對同相各部分功率損耗進行疊加處理，即正相、負相、U/V/W 相的功率損耗分別為5.8，0.7，5.2 W。同理，得到交?直流連接母排正相、負相的功率損耗分別為19.5，14.7 W；直流連接母排正相、負相的功率損耗均為5，5 W；單向輸出銅排的功率損耗為2.5 W。

考慮主回路外接電纜熱效應的影響，通過在接線端設置熱阻的方式來代替外接電纜的作用。選用JHXG?1 140?1×95 型硅橡膠電纜，計算外接電纜的熱阻[17]。

式中：θT為絕緣材料熱阻率系數(shù)；l1，l2分別為絕緣層、外護層厚度；Dc，Da分別為絕緣層、外護層內徑。

根據(jù)電纜選型手冊所述結構參數(shù)，并將硅橡膠的熱阻率系數(shù)θT=0.27W/（m·℃）代入式（2），可得外接電纜的熱阻為0.5 ℃/W。

1.3 直流濾波電容的功率損耗

逆變/整流單元的直流濾波電容均由2 只電容值為2.3 mF、等效電阻為1.2 mΩ 的電容并聯(lián)構成。利用 ANSYS Simplore 仿真得到單只直流濾波電容在1 個基波周期內的紋波電流，如圖5 所示。

圖5 單只直流濾波電容的紋波電流Fig. 5 Ripple current of a single DC filter capacitor

根據(jù)圖5 求取電流有效值為192 A，進而根據(jù)式（1）計算直流濾波電容功率損耗為48 W。

1.4 電阻器的功率損耗

電阻器包括du/dt濾波裝置中的吸收電阻及充/放電電阻。吸收電阻穩(wěn)態(tài)工作，經計算吸收電阻的總功率損耗為300 W[18]。充/放電電阻僅作用于變頻器的啟停過程，選取充電電阻為30 Ω，放電電阻為20 kΩ，利用 ANSYS Simplore 仿真得到充/放電電阻功率損耗隨時間的變化曲線，如圖6 所示?？煽闯龀?放電電阻功率損耗與時間呈負相關，充/放電時間均為1 600 s。

圖6 充/放電電阻功率損耗隨時間變化曲線Fig. 6 Variation curve of charge/discharge resistor power loss with time

1.5 IGBT 模塊的功率損耗

IGBT 模塊具有功率和功率密度大、熱容量小等特點，導致熱敏度極差[19]。根據(jù)IGBT 模塊的數(shù)據(jù)手冊設置元器件信息、額定工作點等，結合轉移特性曲線、輸出特性曲線及續(xù)流二極管特性曲線，建立FZ800R33HE3 型IGBT 的 行 為 模 型，利 用 ANSYS Simplorer 得到滿載工況條件下的IGBT 開關特性曲線，如圖7 所示，其中uce為集?射極電壓，Ic為基極電流。對IGBT 開關特性曲線進行積分運算，取單個脈沖周期，得到IGBT 模塊的功率損耗為1 673 W。

圖7 IGBT 模塊開關特性曲線Fig. 7 IGBT module switching characteristic curves

1.6 輸出電抗器的功率損耗

輸出電抗器屬大功率損耗元件，若溫升過高則會加速絕緣老化，影響使用壽命和系統(tǒng)安全[20]。利用 ANSYS Maxwell 建立輸出電抗器的有限元模型，繞組的材質為銅，鐵芯由30Q130 硅鋼片堆疊成型，電流激勵信號（將輸出電抗器等效為電感，并代入主電路拓撲模型，由ANSYS Simplorer 仿真得到）如圖8 所示。在瞬態(tài)電磁場求解模式下得到0.4 s 時輸出電抗器磁通密度峰值的分布云圖，如圖9 所示。

圖8 電流激勵信號Fig. 8 Current excitation signal

由圖9 可看出，鐵心磁通密度的峰值要高于三相繞組。對于磁通密度的分布，三相繞組在軸向上的磁通密度從上下兩端指向中部；鐵心在徑向方向上磁通密度由內到外呈現(xiàn)依次減弱的規(guī)律。

圖9 輸出電抗器磁通密度峰值的分布云圖Fig. 9 The distribution cloud map of the peak value of the magnetic flux density of the output reactor

輸出電抗器繞組損耗和鐵芯損耗隨時間的變化曲線如圖10 所示。對其求取有效值，得到輸出電抗器繞組損耗和鐵心損耗分別為270，30 W。

圖10 輸出電抗器繞組損耗和鐵心損耗隨時間變化曲線Fig. 10 Curves of winding loss and core loss of output reactor with time

綜上可知，IGBT 模塊、吸收電阻、輸出電抗器的功率損耗高于其他功率器件。

2 散熱系統(tǒng)的設計與優(yōu)化

為確保變頻器內部溫度不超過標準規(guī)定的極限溫度，對IGBT 模塊、吸收電阻、輸出電抗器進行強制冷卻設計。將IGBT 模塊、吸收電阻置于水冷散 熱器的基板上，配置風機加速輸出電抗器的熱交換效率，其他功率器件則自然散熱。

2.1 水冷散熱器設計

利用 ANSYS Icepak 有限元表征水冷散熱器及IGBT 模塊、吸收電阻的溫度場分布，對比分析不同材質、流量、流道至基板距離時的散熱性能。設置環(huán)境溫度為30 ℃，取材質為銅T2、鋼Q235，冷卻水流量為10～30 L/min，流道至基板距離為4～8 mm，不同條件下的IGBT 模塊最高結溫如圖11 所示。

圖11 不同條件下的IGBT 模塊最高結溫Fig. 11 The highest junction temperature of IGBT module under different conditions

由圖11 可看出，相同條件下，銅T2 的散熱性能優(yōu)于鋼Q235，但鋼Q235 的承壓能力優(yōu)于銅T2，且銅T2 的材料和加工成本高昂。

為滿足同等散熱性能，需增大冷卻水流量，減小流道至基板距離。設計要求IGBT 模塊、吸收電阻最高結溫為75 ℃，選定冷卻水流量為30 L/min，流道至基板距離為4 mm。

2.2 風機選型與布置

假定輸出電抗器工作時隔爆腔體內的溫度為40 ℃，設計要求溫升不超過30 ℃。根據(jù)傳熱學原理，滿足散熱要求的風機流量[21]為

式中：CP為空氣比熱容；ρ為空氣密度；△T為溫升。

將輸出電抗器的總功率損耗P=300 W，40 ℃時的空氣密度ρ=1.128 kg/m3，40 ℃時的空氣比熱容Cp=1 013.00 J/（kg·℃），代入式（3），可得風機流量為30 m3/h。

利用 ANSYS Maxwell 與 ANSYS Icepak 進行電磁場耦合仿真分析，對比橫向、縱向進風及風機安裝位置對輸出電抗器散熱性能影響。仿真條件如下：仿真條件Ⅰ：假定風機至輸出電抗器表面距離為100 mm，且位于輸出電抗器中心高度時，得到不同進風方向時的輸出電抗器溫度場分布，如圖12 所示。仿真條件Ⅱ：假定進風方向為橫向，且風機位于輸出電抗器中心高度。取風機至輸出電抗器表面距離分別為100，150，200，300 mm，可得風機至輸出電抗器表面距離與輸出電抗器最高溫度的關系曲線，如圖13 所示。仿真條件Ⅲ：假定進風方向為橫向，且風機距輸出電抗器表面為150 mm。取風機至輸出電抗器中心高度分別為?20，?40，?60，?80，20，40，60，80 mm，可得風機至輸出電抗器中心高度與輸出電抗器最高溫度的關系曲線，如圖14 所示。

圖12 不同進風方向時的輸出電抗器溫度場分布Fig. 12 Output reactor temperature distribution in different air inlet directions

圖13 風機至輸出電抗器表面距離與最高溫度的關系曲線Fig. 13 Relationship curue between the distance from the fan to the output reactor surface and the maximum temperature

圖14 風機至輸出電抗器中心高度與最高溫度的關系曲線Fig. 14 Relationship curue between the height from the fan to the center of the output reactor and the maximum temperature

由圖12—圖14 可看出，縱向進風的溫升比橫向進風要高7 ℃，當風機至輸出電抗器表面距離為150 mm、距輸出電抗器中心高度為?40 mm 時的散熱性能優(yōu)于其他安裝位置。

3 基于一體化模型的溫度場仿真分析

結合礦用變頻器的運行狀態(tài)開展一體化的生熱機理、傳熱過程及散熱設計研究，對內部溫度場特性、對流換熱特性進行全面的數(shù)值模擬分析。用于研究的一體化模型如圖15 所示，左側為逆變單元，右側為整流單元，除輸出電抗器、吸收電阻布置在左側，真空交流接觸器布置在右側外，其余功率器件對稱布置。

圖15 礦用變頻器的的一體化模型Fig. 15 Integrated model of mine inverter

本文所針對的礦用變頻器的運行狀態(tài)描述如下：散熱系統(tǒng)啟動并運行，160 A/1 140 V 型真空交流接觸器吸合為直流濾波器預充電，80 A/1 140 V、630 A/1 140 V 型真空交流接觸器吸合為主回路供電，礦用變頻器滿載工況正常運行，主回路斷電放電電阻開始工作?？梢?，啟動過程中充電電阻、160 A/1 140 V 型真空交流接觸器作用，其他包 括80 A/1 140 V、630 A/1 140 V 型真空交流接觸器在內的功率器件穩(wěn)態(tài)運行形成熱平衡狀態(tài)，停機過程中僅放電電阻作用。

3.1 穩(wěn)態(tài)仿真分析

利用 ANSYS Icepak 建立礦用變頻器的有限元模型，將80 A/1 140 V、630 A/1 140 V 型真空交流接觸器、母排與電纜、直流濾波電容、吸收電阻、IGBT 模塊及輸出電抗器的功率損耗代入有限元模型，并配置相應的材料屬性，輸入散熱系統(tǒng)設計參數(shù)，除IGBT 模塊、吸收電阻及輸出電抗器外，其他器件參與SOS 輻射換熱計算，同時考慮隔爆外殼與外界空氣的自然冷卻計算，設置隔爆外殼的換熱系數(shù)為10 W/m2℃。當環(huán)境溫度為30 ℃時，礦用變頻器隔爆外殼及內部組件的溫度場分布如圖16、圖17所示。

圖16 礦用變頻器隔爆外殼的溫度場分布云圖Fig. 16 Distribution cloud map of temperature field of explosionproof enclosure of mine inverter

圖17 礦用變頻器隔爆內部組件溫度場分布云圖Fig. 17 Distribution cloud map of temperature field of explosionproof internal components of mine inverter

由圖16 可看出，由于在內部功率器件的傳導、對流及輻射換熱作用下，隔爆外殼的溫度高于環(huán)境溫度，最低為36 ℃，且后基板的溫度高于其他隔爆面，最高可達70 ℃。

由圖17 可看出，礦用變頻器內部組件的溫度均未超過80 ℃，遠低于相關標準規(guī)定值，具有良好的散熱性能。IGBT 模塊的溫度最高，機心母排組件的溫度次之，直流濾波電容組件的溫度最低。對于圖17（a），由于整流與逆變單元水冷散熱器之間為串聯(lián)關系，溫度隨冷卻水流動路徑的延長而升高，導致逆變側IGBT 模塊的溫度高于整流側。對于圖17（b）、圖17（d），交?直流母排的溫度高于交流母排，輸出銅排的溫度最低，且逆變側機心母排組件的溫度高于整流側，兩者的溫差主要體現(xiàn)在交?直流母排，這是由于吸收電阻位于逆變側，在輻射換熱作用下與之緊鄰的交?直流母排溫度會升高。對于圖17（c）、圖17（e），最高溫度位于直流母排與直流濾波電容之間的絕緣支柱上，整流側直流濾波電容組件的溫度高于逆變側，可見縱向進風同樣能對其起到散熱作用。對于圖17（f），80 A/1 140 V 型真空交流接觸器自身功率密度較大且排布較密集，溫升高于630 A/1 140 V 型真空交流接觸器，160 A/1 140 V 型真空交流接觸器雖未作用，但在傳導、輻射換熱作用下仍存在溫升現(xiàn)象。對于圖17（g），輸出電抗器的溫度高于圖12 給出的單獨分析值，這是由于內部功率器件相互之間的熱交換所致。

3.2 瞬態(tài)仿真分析

將充/放電電阻功率損耗隨時間的變化曲線及160 A/1 140 V 型真空交流接觸器的功率損耗代入礦用變頻器有限元模型，且將上述功率器件的初始溫度分別設置為45，43，47 ℃（該溫度值可由穩(wěn)態(tài)分析過程得到），利用 ANSYS Icepak 得到充/放電過程中功率器件溫度隨時間變化曲線，如圖18、圖19 所示（選取功率器件發(fā)熱最嚴重部位進行測量）。

圖18 充電過程中功率器件溫度隨時間變化曲線Fig. 18 Change curve of power device temperature with time during charging

由圖18 可看出，即使充電過程中功率器件產生了較大的損耗，但由于充電時間極短，考慮到溫度上升需要一定的反應時間，該損耗不會引起溫度的劇烈變化，功率器件的瞬時溫度最高不超過59 ℃。

由圖19 可看出，放電電阻的瞬時溫度最高可達267 ℃，100 ℃以上的作用時間為200 s，梯形鋁殼電阻的耐高溫沖擊能力可滿足該應用場景，且未形成熱應力循環(huán)，不會產生熱擊穿、熱失效現(xiàn)象。

圖19 放電電阻溫度隨時間變化曲線Fig. 19 The change curve of the discharge resistance temperature with time

4 實驗驗證

為驗證基于一體化模型的溫度場仿真的正確性及散熱設計的有效性，搭建礦用變頻器加載試驗平臺，如圖20 所示。在礦用變頻器內部設置10 處測溫點，圖中未標注的測溫點：整流側直流母排5、直流濾波電容6 與逆變側對稱布置。

圖20 礦用變頻器及其加載試驗平臺Fig. 20 Mine inverter and its loading test platform

在環(huán)境溫度為29.8 ℃時，利用光纖測溫儀測得礦用變頻器滿載工況下各標定測溫點的溫升曲線如圖21 所示。并與基于一體化模型的溫度場仿真結果進行對比，結果如圖22 所示。

圖21 各標定測溫點的溫升曲線Fig. 21 The temperature rise curves of each calibration temperature measurement point

圖22 實驗與仿真結果對比Fig. 22 Comparison of experimental and simulation results

由圖21 和圖22 可看出，各功率器件在2～3 h后溫度逐漸趨于穩(wěn)定，各標定測溫點的實驗與仿真結果在整體趨勢上保持較好的一致性，但在數(shù)值上也存在一定的誤差。這是由于一體化模型對內部功率器件進行了結構上的適當簡化，未建立詳細的封裝模型（如IGBT 模塊）；一體化模型主要考慮了功率器件，而忽略了隔離換向裝置、PLC 控制器、保護器，而這些器件在一定程度上會改變熱傳導的方向。整體來說，仿真結果與試驗結果比較吻合，驗證了基于一體化模型的溫度場仿真的正確性及散熱設計的有效性，可為礦用變頻器的安全、穩(wěn)定、可靠運行提供保障。

5 結論

1） 建立考慮等效電阻的礦用變頻器主電路拓撲模型分析內部功率器件的電氣特性并計算它們功率損耗，可得IGBT 模塊、吸收電阻、輸出電抗器的功率損耗高于其他功率器件。

2） 采用強制水冷+風冷+自然冷卻方式對散熱系統(tǒng)進行優(yōu)化設計：相同條件下，銅T2 的散熱性能優(yōu)于鋼Q235，為滿足同等散熱性能，需增大冷卻水流量，減小流道至基板距離?？v向進風的溫升比橫向進風要高7 ℃，當風機至輸出電抗器表面距離為150 mm、距輸出電抗器中心高度為?40 mm 時的散熱性能優(yōu)于其他安裝位置。

3） 仿真和實驗結果驗證了基于一體化模型的礦用變頻器溫度場仿真的正確性以及散熱設計的有效性：礦用變頻器內部組件的溫度均未超過80 ℃，遠低于相關標準規(guī)定值，具有良好的散熱性能。其中以IGBT 模塊的溫度最高，機心母排組件的溫度次之，直流濾波電容組件的溫度最低。