短波數(shù)字信道化通信探測一體化快速建鏈方法

李國軍，向翠玲，葉昌榮,3，王尊立

（1.重慶郵電大學光電工程學院/重慶國際半導體學院，重慶 400065；2.重慶郵電大學超視距可信信息傳輸研究所，重慶 400065；3.重慶郵電大學光電信息感測與傳輸技術重慶市重點實驗室博士后科研工作站，重慶 400065）

0 引言

短波通信作為一種重要的通信手段，由于其靈活性高、抗摧毀能力強、通信傳輸距離遠等優(yōu)點，廣泛應用于航海、?？蘸蛽岆U救災等領域[1]。然而，為了適應電離層的時變色散特性，短波通信必須根據(jù)信道的變化而實時改變通信頻率[2]。隨著通信技術的發(fā)展，出現(xiàn)了自動鏈路建立（ALE,automatic link establishment）概念，即通過探測信號對信道參數(shù)進行估計，完成信道質量評估，選擇最佳工作頻率建立鏈路，保證通信性能[3]。

針對傳統(tǒng)ALE 技術存在的探測與建鏈具有分離性、建鏈主呼方等待駐留信道時間過長以及過度依賴長期預測模型等問題，文獻[4]引入了數(shù)字信道化接收機，使接收方具有寬窗口接收能力，提高了探測與信號分析的速度。然后采用探測后即建鏈的策略，提高了建鏈的時效性和可靠性。文獻[5]在文獻[4]的基礎上提出了一種信道化接收機多信道組掃描駐留方法，實現(xiàn)短波全頻段覆蓋的快速建鏈。文獻[6]圍繞短波寬帶化，針對不同業(yè)務需求，選擇合適的波形和寬帶信道用于鏈路的建立，提高了短波寬帶信道的建鏈成功率。

在長期的實際應用中，研究者發(fā)現(xiàn)2G-ALE 技術在組網(wǎng)能力、建鏈開銷和頻率資源利用率上存在不足[7-8]。1999 年，3G-ALE 出現(xiàn)，通過實時頻譜感知技術獲取可用頻率對信道進行實時探測與自動鏈路建立[9-10]。在傳輸過程中，短波信號場強不斷減弱。因此，短波最佳工作頻率的選擇是決定短波通信性能的關鍵性因素之一，是保障通信性能的重要措施[11]。短波信道的多徑現(xiàn)象造成快衰落，而快衰落具有明顯的頻率選擇性，同時短波信道的時變特性造成電磁波頻率的變化。因而在通信過程中需要不斷更新最優(yōu)頻率，避免因為快衰落而造成信噪比和系統(tǒng)誤碼率均降低的現(xiàn)象[12]。對短波通信頻段內多路頻點信號進行接收、識別，需要部署大量的短波窄帶接收機，每個接收機在不同的頻點上進行偵測。這種方法存在成本高、靈活性差、功耗大等問題[13]。國外廠商R&S 和RADIXON 也分別推出了各自的短波信道化接收機產(chǎn)品，該產(chǎn)品具備短波全頻段覆蓋和接收的基礎功能[14]。2019 年，張龍[15]也針對上述問題，通過信道組劃分掃描的方式，實現(xiàn)了短波全頻段接收，但無法做到短波全頻段實時接收。

以上方法使用的短波數(shù)字信道化接收機存在資源消耗大、成本高等缺點，并且沒有進一步探討信道化結構對系統(tǒng)接收性能帶來的影響。在建鏈流程不同階段，設計使用不同特性的突發(fā)波形，存在時間冗余和設備兼容等問題。在快速建鏈方案論證方面，缺乏真實短波信道環(huán)境下的數(shù)據(jù)支撐。

本文從系統(tǒng)集成度以及設備適配兼容的角度出發(fā)，增強建鏈系統(tǒng)的連通率和穩(wěn)定性，實現(xiàn)全頻段信道化接收、多通道并行處理，提出一種短波數(shù)字信道化通信探測一體化快速建鏈方法。首先，本文設計了一種基于線性調頻（LFM,linear frequency modulation）信號的通信探測一體化波形；然后，詳細闡述了信道參數(shù)估計方法以及通信數(shù)據(jù)的解調譯碼，并給出了通信探測一體化快速建鏈流程；最后，通過仿真和實測驗證了該方法在真實信道環(huán)境的適用性。

1 基于短波數(shù)字信道化的快速建鏈系統(tǒng)

本文以數(shù)字信道化技術、通信探測一體化波形為基礎，設計了如圖1 所示的快速建鏈系統(tǒng)，系統(tǒng)由短波電臺、通信控制器以及上層應用程序組成。

圖1 快速建鏈系統(tǒng)

短波電臺通過引入短波數(shù)字信道化接收機，可實現(xiàn)多個短波信道的并行探測，大幅縮短鏈路建立時間，實現(xiàn)用戶間的快速建鏈和實時建鏈。通信控制器主要實現(xiàn)物理層和數(shù)據(jù)鏈路層的功能，在復雜多變的信道環(huán)境下實現(xiàn)快速鏈路建立。上層應用程序可以為組網(wǎng)用戶提供頻率優(yōu)選集、鏈路路由表和信道參數(shù)態(tài)勢等信息，控制建鏈系統(tǒng)的穩(wěn)定運行，完成通信雙方的各種業(yè)務管理。

在快速建鏈系統(tǒng)中，利用通信探測一體化波形同時進行通信與探測，進行實時信道質量評估的同時，攜帶描述信道質量的參數(shù)和有效建鏈信息完成快速鏈路建立。接收機解調模塊流程如圖2 所示，接收信號經(jīng)過數(shù)字信道化處理均勻劃分為多路子信道，首先對每路子信道進行同步捕獲，對存在目標信號的子信道進行下一步的信道參數(shù)估計和通信數(shù)據(jù)的解調譯碼。

圖2 接收機解調模塊流程

信道參數(shù)估計包括多徑時延估計、多普勒頻效應估計以及信噪比估計。信道參數(shù)估計數(shù)據(jù)可為后續(xù)的頻率優(yōu)選集、鏈路路由表以及信道參數(shù)態(tài)勢提供可靠的數(shù)據(jù)支撐。解調譯碼后的通信數(shù)據(jù)根據(jù)ALE 流程和協(xié)議數(shù)據(jù)單元（PDU,protocol data unit），在建鏈各階段攜帶相應的數(shù)據(jù)信息共同完成可靠的鏈路建立過程。

2 本文方法設計

2.1 建鏈流程對比

傳統(tǒng)建鏈過程如圖3 所示。傳統(tǒng)鏈路建立中，頻率管理和鏈路建立在時間上是錯開的，交互過多，探測時間過長。通常在系統(tǒng)閑暇時進行信道探測，選出可用頻率。需要建鏈時再在可用頻率發(fā)送呼叫PDU，得到被呼方應答后，主呼方再轉至業(yè)務信道發(fā)送業(yè)務申請，得到被呼方的確認信號，鏈路才得以建立，同時選出鏈路通常非最優(yōu)。

圖3 傳統(tǒng)建鏈過程

本文方案建鏈過程如圖4 所示。從圖4 可以看出，本文設計的建鏈方案計算并行度高，具備硬件加速、全頻段信道化接收、多通道并行處理的能力。

圖4 本文方案建鏈過程

2.2 短波數(shù)字信道化接收機技術

隨著傳輸業(yè)務需求的增多和傳輸速率需求的增大，寬帶業(yè)務在短波通信中應運而生[16]。

多相濾波離散傅里葉變換（DFT,discrete Fourier transform）數(shù)字信道化結構是一種高效的數(shù)字信道化接收結構，它能夠在接收帶寬范圍內實現(xiàn)全概率接收[17]，并且結合了多相濾波與DFT 技術，大大降低了運算量，便于在工程中實現(xiàn)。

多相濾波DFT 數(shù)字信道化結構的數(shù)學為

其中，k=0,1,2,…,D-1 為信道數(shù)、D為正整數(shù)指抽取倍數(shù)、p=0,1,2,…,D-1 為信道編號，表示濾波器分組情況。x p(m)為輸入信號進行抽取后的結果，h p(m)為多相濾波結構的分支濾波器。多相濾波DFT 數(shù)字信道化結構如圖5 所示。每路子信道抽取器D↓已經(jīng)位于濾波器（h0(m),h1(m),…,hD-1(m)）之前，且每個濾波器不再是原型低通濾波器，而是該濾波器的多相分量，運算量降為原來的。

圖5 多相濾波DFT 數(shù)字信道化結構

本文在寬帶短波通信和第三代ALE 技術的基礎上，設計能實時獲取多路信號的短波全頻段數(shù)字信道化接收機，設計指標為瞬時處理帶寬為24.576 MHz，實時獲取1 024 路子信道，每路子信道帶寬為24 kHz。短波數(shù)字信道化接收機結構如圖6 所示。

圖6 短波數(shù)字信道化接收機結構

數(shù)字信號通過數(shù)字下變頻模塊的混頻和濾波抽取，得到采樣率為24.576 MHz、帶寬范圍為-12.288～12.288 MHz 的寬帶信號。設計能實現(xiàn)1 024 路子信道均勻劃分的兩級信道化級聯(lián)結構，每一級信道化劃分32 路子信道，第一級信道化后每路子信道帶寬為768 kHz，第二級信道化后每路子信道帶寬為24 kHz。

在數(shù)字信道化接收機接收過程中，由于所設計的原型低通濾波器并不是理想的，會存在一定的過渡帶。根據(jù)圖7 所示的子信道劃分方式可以看出，每級子信道劃分的相鄰信道之間會存在覆蓋的盲區(qū)。本文通過研究信道參數(shù)估計技術，彌補了處于盲區(qū)的信道化結構帶來的衰減影響，對短波信道的差異化特性進行準確描述。

圖7 子信道劃分方式

采用多級信道化級聯(lián)結構，每級信道化結構的過渡帶歸一化數(shù)字頻率遠小于只使用單級信道化結構的情況，能夠大大降低信道化結構中濾波器的階數(shù)，從而降低對計算量的要求，提高了輸出結果的實時性。DFT運算可以通過快速傅里葉變換（FFT,fast Fourier transform）進行替代，大大降低運算量，提高信道化結構的實時處理能力。

2.3 通信探測一體化波形設計

LFM 信號具有產(chǎn)生容易、時間帶寬積大、抗干擾能力強等特點，特別是在抑制多普勒效應和多徑效應方面具有良好的性能[17]。

典型的LFM 信號數(shù)學表達式為

其中，A0為信號幅度，f0為信號載頻，為調頻斜率，B為信號帶寬，T為信號持續(xù)時間，也稱為脈沖寬度。對于LFM 信號，當k＞ 0時，其瞬時頻率隨時間呈線性增加，稱為上調頻LFM 信號；反之，其瞬時頻率隨時間呈線性減小，稱為下調頻LFM 信號。

圖8 給出了通信探測一體化波形幀結構。根據(jù)短波數(shù)字信道化接收機設置指標，設計同步前導信號由3 個帶寬為20 kHz、脈寬為12 ms 的LFM 信號構成，同時包含上下調頻LFM 信號。同步頭1和同步頭2 為上調頻LFM 信號，用于信號的同步捕獲和多徑時延估計。同步頭3 為下調頻LFM 信號，與同步頭2 共同用于信號的多普勒頻率偏移估計，整個同步前導信號還可用于信噪比估計。發(fā)送信號產(chǎn)生流程如圖9 所示。圖9 中給出的數(shù)據(jù)信息中包含32 bit 有效信息。32 bit 有效信息依次添加4 bit 循環(huán)冗余校驗（CRC,cyclic redundancy check）碼，再進行RS(15,9)編碼，數(shù)據(jù)編碼成60 bit。最后進行基于二進制正交鍵控（BOK,binary orthogonal keying）的LFM-BOK 調制生成基帶信號[18]，組成數(shù)據(jù)信息序列。其中，每個數(shù)據(jù)信息碼元的帶寬為20 kHz，脈寬為3 ms。

圖8 通信探測一體化波形幀結構

圖9 發(fā)送信號產(chǎn)生流程

2.4 信道參數(shù)估計與數(shù)據(jù)信息的解調譯碼

首先對每路子信道的信號進行同步捕獲，然后對存在目標信號的子信道進行下一步的信道參數(shù)估計和通信數(shù)據(jù)的解調譯碼。

1) 同步捕獲

LFM 信號經(jīng)過匹配濾波器的輸出可表示為[19]

其中，A、Ar分別為匹配濾波沖激響應和接收信號的幅值。從式(3)可以看出，LFM 信號經(jīng)過匹配濾波器的輸出具有和sinc 函數(shù)類似的脈沖壓縮特性，從而可將輸入的低峰值功率的LFM信號轉換成一個能量集中于很短時間內具有高峰值功率的輸出信號，再通過恒虛警率（CFAR,constant false alarm rate）與最佳采樣時刻調整實現(xiàn)信號的同步捕獲，恒虛警率閾值設置為0.03。當2 個脈沖峰值之間的采樣點數(shù)對應同步頭1 和同步頭2 之間的長度時，可以認為捕獲到了同步前導信號，便可以得到同步前導信號的起始位置。

2) 多徑時延估計

在信號進行同步捕獲后，可以同時利用匹配濾波輸出結果對多徑時延進行估計。將多徑脈沖間的采樣點數(shù)差Δd乘以采樣間隔即可得到多徑時延差，表示為

3) 多普勒頻率偏移估計

假設接收到的LFM 信號相對于發(fā)送信號的頻偏估計為fd，其經(jīng)過匹配濾波器后輸出表達式為[17]

從理論推導可以看出，頻偏使匹配濾波器輸出脈沖主峰出現(xiàn)時刻發(fā)生偏移，偏移量為。采用調頻斜率相反，帶寬、脈寬相同的LFM 信號，即同步頭2 和同步頭3，對于同一多普勒頻率偏移，匹配濾波后的結果將相對于無多普勒頻率偏移時超前或滯后。利用上下調頻匹配濾波后產(chǎn)生的正負2 個脈沖，進而計算兩者相關最大值的間隔求得多普勒頻率偏移估計值，表達式為

其中，Δdf為2 個脈沖峰值之間的采樣點差減去無多普勒頻率偏移時2 個LFM 信號之間的采樣點差。

為了進一步提高頻偏估計的精度，下面介紹一種基于相關試探的頻偏估計法。具體步驟如下。

步驟1n初始化為0，設定頻偏估計步進值fα，設定頻偏值為，其中Δf為頻偏初步估計值。

步驟2將fest分別加入上下調頻匹配濾波的沖激響應中，計算同步前導信號經(jīng)過上下調頻匹配濾波后的結果。

步驟3n=n+1。若，則轉至步驟4；否則更新，返回步驟2。

步驟4取上下調頻匹配濾波后脈壓值最大時對應的頻偏值作為頻偏估計值。

4) 信噪比估計

假設經(jīng)過短波信道的信號多徑數(shù)為典型值兩徑，通過信道化接收和頻偏校正后的LFM 信號s(n)經(jīng)過匹配濾波器后的輸出可表示為（忽略噪聲項）

因為存在頻偏估計誤差fd，加上信道化結構帶來的影響，會出現(xiàn)頻譜泄露的情況。下面介紹一種基于迭代匹配濾波的信噪比估計方法。具體步驟如下。

步驟1k初始化為0，s k(n)=s(n)。

步驟2A和T均已知，根據(jù)多徑時延估計結果以及s k(n) 經(jīng)過匹配濾波后的輸出，得到和，并加在本地序列的LFM 信號中，即

步驟3k=k+1，s k(n) =s k-1(n) -s1(n)。如果依然可以捕獲s k(n)經(jīng)過匹配濾波輸出的脈沖峰值，說明此時得到的信號仍然存在信號分量，返回步驟2；若無法捕獲匹配濾波器輸出的結果，則轉至步驟4。

步驟4此時得到的信號s k(n)可視為只存在噪聲分量，計算得到噪聲功率Pn，信噪比估計值為

5) 基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計方法

散射函數(shù)中能量的分布與信道多徑效應、多普勒效應都密切相關[20]。

基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計流程如圖10 所示。首先，將接收機接收到的信號序列與本地保存的已知信號序列副本進行相關運算。利用相關函數(shù)完成信道沖激響應的估計。再對得到的信道沖激響應矩陣進行自相關運算，并對得到的自相關函數(shù)進行快速傅里葉變換即可得到信道的散射函數(shù)，進而求得所需要的信道參數(shù)信息。

圖10 基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計流程

散射函數(shù)可以表示能量在時延軸和頻率軸上的散布，其實質是一個二維的功率譜密度函數(shù)。它與多徑時延、多普勒頻率偏移和多普勒擴展有關，是一種展示信號能量分布的圖形化方法[20]。在傳播路徑為2 條、路徑相對時延為2 ms、多普勒擴展均為1 Hz、多普勒頻率偏移均為1 Hz 的短波信道條件下，對基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計方法進行仿真分析，信道散射函數(shù)仿真如圖11 所示。

圖11 信道散射函數(shù)仿真

通過散射函數(shù)可得到功率時延譜以及多普勒功率譜。通過功率時延譜可得到信號傳播路徑數(shù)目、多徑時延、時延擴展。通過多普勒功率譜可得到信道對各徑信號造成的多普勒頻率偏移與多普勒擴展。

6) 數(shù)據(jù)信息的解調譯碼

LFM-BOK 調制利用LFM 信號的掃頻特性，對上、下調頻LFM 信號進行信息攜帶處理，達到信號調制的目的。使用上調頻LFM 信號表示“1”，使用下調頻LFM 信號表示“0”。

在當前子信道信號同步捕獲之后，采用圖9 所示的匹配濾波解調法對數(shù)據(jù)信息進行解調譯碼。以上調頻LFM 信號為例，當信號經(jīng)過相應的上調頻匹配濾波器時，輸出得到一個窄脈沖。而當經(jīng)過下調頻匹配濾波器時，得到的是一個均勻分布的低幅度值[21]。再通過峰值位置的抽樣判決，比較兩支路判決就能恢復出信碼“1”。接收機匹配濾波解調如圖12 所示。

圖12 接收機匹配濾波解調

2.5 快速建鏈流程

主呼方通過長期頻率預測集選出多個頻率點進行信道探測，完成對所選頻率的雙向信道質量評估。再根據(jù)雙向信道質量評估結果組合建鏈頻率優(yōu)選集，選擇最合適的鏈路采用三次握手的方式進行建鏈?？焖俳ㄦ溋鞒倘鐖D13 所示。

圖13 快速建鏈流程

圖13 中，主呼方發(fā)送建鏈PDU，并等待應答。被呼方收到建鏈PDU 后，根據(jù)臺站狀態(tài)選擇是否發(fā)送握手PDU。若主呼方收到握手PDU，則發(fā)送確認PDU，引導雙方完成通信鏈路的建立；否則，認為建鏈失敗。當本次建鏈失敗時，可從次建鏈信道上繼續(xù)發(fā)起建鏈。

在3G-ALE 同步建鏈模式下[22]，臺站在每個信道上掃描偵聽的停留時間為5.4 s，并將這5.4 s 等分為6 個時隙，每個時隙的時間是900 ms。據(jù)實驗和經(jīng)驗表明，在10～600 s 范圍內，電離層可認為具備平穩(wěn)性。因此，總探測持續(xù)時間需要限制在600 s 內，連續(xù)生成100 個通信探測一體化感知信號，其中每個信號之間無間隔，信號總長度為22.2 s。其中，電臺切換收發(fā)狀態(tài)時間為50 ms，建鏈PDU、握手PDU以及確認PDU 占用時間的均為222 ms。在當前建鏈信道為可通信道時，建鏈所需時間為0.816 s。

3 實驗與仿真

3.1 短波數(shù)字信道化接收機仿真分析

本文仿真中使用的短波信道參數(shù)參照中緯度惡劣短波信道建議參數(shù)，即傳播路徑為2 條。2 條路徑的相對時延為2 ms，多普勒擴展均為1 Hz，多普勒頻率偏移均為1 Hz。本文所有仿真中使用的信號為2.3 節(jié)中設計的通信探測一體化信號。后文所有仿真將不再對所使用信號和短波信道參數(shù)進行贅述。

首先對本文設計的短波數(shù)字信道化接收機進行仿真驗證，分別在中心頻率為14.532 MHz、14.556 MHz、14.868 MHz、14.892 MHz、14.916 MHz、14.940 MHz上生成6 個發(fā)送信號，其中心頻率對應第一級信道化后的第16子信道，第二級信道化后的第481、482、495～498 子信道。在無噪聲的情況下，對仿真信號添加隨機時延，經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機接收處理后的信號時頻如圖14 所示。

圖14 經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機接收處理后的信號時頻

通過圖14 可以觀察到，經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機接收處理后，在相應的子信道上能夠準確接收到通信探測一體化信號，驗證了本文所設計的短波數(shù)字信道化接收機的正確性。

接下來，對快速建鏈系統(tǒng)的接收性能進行仿真分析，4 種仿真情形如表1 所示。

表1 仿真情形

將已編碼的信息正確恢復為原信息的百分比稱為譯碼正確率。檢測捕獲目標信號，并實現(xiàn)收發(fā)端的同步的比例稱為同步捕獲率。在低信噪比條件下，對4 種仿真情形的同步捕獲率和譯碼正確率進行仿真，實驗仿真時每個信噪比下進行蒙特卡羅實驗的次數(shù)為1 000 次，結果如圖15 所示。

圖15 低信噪比下的同步捕獲率和譯碼正確率

從圖15 中可以看出，當信號經(jīng)過加性白高斯噪聲（AWGN）信道時，使用短波數(shù)字信道化接收機可以大大提升在低信噪比下的同步捕獲概率和譯碼正確率。當信號經(jīng)過短波信道時，雖然其接收性能有所下降，但使用短波數(shù)字信道化接收機依然可以提升接收性能。信道化結構能夠有效抑制子信道帶寬外的噪聲并提升信號的信噪比，且本文使用的多級信道化相比單級信道化能適應更低的信噪比。

在仿真情形1 條件下，觀察在信噪比為-12 dB時每個子信道接收數(shù)據(jù)信息的誤碼率，如圖16 所示。

從圖16 中可以看出，部分子信道的誤碼率要明顯高于其他子信道。這是由于數(shù)字下變頻和第一級信道化劃分過程中使用的原型低通濾波器并不是理想的，其存在的過渡帶會造成這些子信道的信號發(fā)生衰減，從而影響這些子信道在低信噪比情況下的接收性能。按照上述信道化濾波器結構帶來的影響，將子信道劃分為3 個區(qū)域，如表2 所示。

圖16 信噪比為-12 dB 時每個子信道與誤碼率的關系

表2 子信道劃分

在仿真情形1 條件下，按照表2 所示的子信道劃分方式將3 個區(qū)域的誤碼率進一步融合，觀察不同區(qū)域子信道誤碼率隨信噪比的變化關系，如圖17 所示。

圖17 不同區(qū)域子信道誤碼率與信噪比的變化關系

從圖17 中可以看出，在10-3級誤碼率時，處于區(qū)域C 的子信道較區(qū)域A 和區(qū)域B 信噪比改善分別約2.2 dB 和0.3 dB。處于區(qū)域C 的子信道在接收性能上要優(yōu)于其他2 個區(qū)域的子信道，其中處于區(qū)域A的子信道接收性能最差。當信噪比小于-9 dB 時，優(yōu)先選擇區(qū)域C 的子信道作為接收子信道。當信噪比大于-7 dB 時，3 個區(qū)域的誤碼率都到了可以接受的量級，都可以作為接收子信道。

3G 短波技術項目的目標是創(chuàng)造出一種技術，它能在更低的信噪比下更快地建鏈，更有效地使用頻譜以使其支持更多的臺站和更重的流量負荷，鏈路建立和通信流量使用類似的調制解調器波形，并能有效地支持互聯(lián)網(wǎng)應用。從定量上看，與2G-ALE 技術相比，3G-ALE 技術在3 個方面上獲得數(shù)量級的改進：建立一個鏈路所需的信噪比降低10 dB，在一個網(wǎng)絡中容納的臺站數(shù)量是2G-ALE 網(wǎng)絡的10 倍，并且在網(wǎng)絡頻譜分配相同時數(shù)據(jù)通信的吞吐量提高10 倍。

按照2.5 節(jié)設計的快速建鏈流程，對快速建鏈方案的建鏈成功率與信噪比的關系進行仿真分析。當主、被呼雙方在建鏈流程中接收到的PDU 信號都正確時，代表本次建鏈成功。選取處于區(qū)域C 的第496 子信道作為建鏈信道，分別在AWGN 信道和短波信道下，對建鏈系統(tǒng)的建鏈成功率進行仿真測試。統(tǒng)計本文快速建鏈方案建鏈成功率的仿真結果，并與3G-ALE指標要求和文獻[4]方案進行比較，仿真結果如圖18 所示。

從圖18 中可以看出，在AWGN 信道和短波信道下，本文快速建鏈方案的建鏈成功率均達到了3G-ALE 給出的指標要求，且相較于文獻[4]方案，本文方案改善明顯。在AWGN 信道下，信噪比為-10 dB時即可保證90%的建鏈成功率。在短波信道下，信噪比為-3 dB 時即可保證80%的建鏈成功率。

圖18 建鏈成功率與信噪比的關系

3.2 信道參數(shù)估計性能仿真分析

3.1節(jié)中已經(jīng)對建鏈系統(tǒng)的同步捕獲性能做出了仿真分析，且多徑時延估計精度在可接受范圍內，所以不再對多徑時延估計方法進行性能仿真分析。

在短波數(shù)字信道化接收機接收條件下，對子信道分布與估計誤差之間的關系進行實驗仿真。在單徑、無衰落、無噪聲、頻偏值設定為5 Hz 的條件下，將發(fā)送信號經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機接收并進行頻偏估計。其中，頻偏估計步進值fα設定為0.1 Hz。圖19 為320～704 子信道的頻偏估計絕對誤差仿真。

圖19 子信道頻偏估計絕對誤差

在481～544 子信道對應的中心頻率點上同時生成發(fā)送信號，信號經(jīng)過短波信道后，使用短波數(shù)字信道化接收機接收并進行信噪比估計。圖20 為481～544 子信道信噪比估計誤差。

圖20 481～544 子信道信噪比估計誤差

從圖20 中可以看出，區(qū)域C 子信道的頻偏估計絕對誤差為0.222 Hz，這是估計方法的固定誤差，可消除。位于區(qū)域B 子信道的頻偏估計絕對誤差大于位于區(qū)域C 的正常子信道。位于區(qū)域B 的481、512、513、544 子信道的信噪比估計值小于位于區(qū)域C 的正常子信道。從圖19 和圖20 可以看出，第一級信道化濾波器存在的過渡帶會影響區(qū)域B子信道的信道參數(shù)估計方法精度。同理，區(qū)域A 子信道的信道參數(shù)估計方法精度也會受到影響。

通過上述分析，為了較準確地對信道參數(shù)估計方法有效性進行仿真驗證，選取位于區(qū)域C 的第496 子信道作為仿真子信道。

在單徑、無衰落、不同信噪比條件下，發(fā)送機選擇在區(qū)域C 的第496 子信道中心頻率點上生成發(fā)送信號，使用短波數(shù)字信道化接收機進行接收處理，最后利用同步前導信號進行頻偏估計。其中，頻偏值分別設定為5 Hz 和15 Hz，頻偏估計步進值fα設定為0.1 Hz，每個信噪比進行蒙特卡羅實驗的次數(shù)為1 000 次，得到不同信噪比下的頻偏估計結果，如圖21 所示。

從圖21 中可以看出，在±0.5 Hz 以內，隨著信噪比的減小，頻偏估計誤差范圍有所增大。在低信噪比條件下，頻偏估計誤差保持在±1.5 Hz，50%的估計誤差可以大約保持在±1 Hz，也可以有很好的估計精度。

圖21 不同信噪比下的頻偏估計結果

本節(jié)分別在AWGN 信道和短波信道條件下利用同步前導信號進行信噪比估計。信噪比估計實驗仿真分為以下4 種仿真情形，如表3 所示。

表3 信噪比估計實驗仿真情形

短波信道條件下，接收機不對接收信號存在的頻偏進行糾正，直接根據(jù)多徑時延差進行信噪比估計。每個信噪比進行蒙特卡羅實驗的次數(shù)為1 000 次，信噪比估計結果如圖22 所示。

圖22 信噪比估計結果

從圖22 中可以看出，仿真情形3 和仿真情形4的估計結果較精確，在不使用短波數(shù)字信道化接收機進行接收處理的情況下，信號無論是經(jīng)過AWGN信道還是短波信道都有良好的估計精度。本文信噪比估計實驗仿真未將接收信號的頻偏進行糾正，在仿真情形4 的仿真條件下，接收信號的多普勒頻率偏移值為1 Hz，信噪比估計方法也能保持良好的估計精度。仿真情形1 和仿真情形2 的估計結果要高于真實值，這是因為信道化結構能夠通過有效抑制子信道帶寬外的噪聲來提升信號的信噪比。

對于信道化結構存在的信噪比增益和過渡帶問題，可以根據(jù)子信道分布與估計誤差的關系，通過全網(wǎng)設備進行預先約定，選取合適的子信道從而避開過渡帶問題。

3.3 實測驗證

為驗證本文設計的快速建鏈方案在實際短波信道環(huán)境中的可行性，依托實驗室現(xiàn)有測試場地，利用重慶郵電大學臺站和綦江臺站對快速建鏈方案進行實測。本文實測采用的設備主要分為數(shù)字處理后端和射頻前端2 個部分。數(shù)字處理后端由短波數(shù)字信道化接收機、短波發(fā)射機和上位機控制端組成。射頻前端包括短波天線和短波功率放大器。其中，綦江臺站位于山地，重郵臺站位于城市區(qū)域，兩地之間直線距離約為100 km，地形條件以低山、丘陵為主。重郵臺站使用的是短波三線式倒V 天線，綦江臺站使用的是短波多模多饋天線。

重慶郵電大學臺站為主呼方，綦江臺站為被呼方，兩臺站的發(fā)射功率都設定為中功率（150 W）。測試時間從2022 年4 月12 日0:00 到2022 年4 月12 日23:59，進行24 h 連續(xù)建鏈測試。歷史通信數(shù)據(jù)和長期頻率預測，選出的多個頻率點作為歷史頻率集。主呼方根據(jù)歷史頻率集與信道質量評估結果組合建鏈頻率優(yōu)選集，每小時在建鏈頻率優(yōu)選集中選擇3 個頻率作為建鏈通信頻點。

每小時主呼方與被呼方依次在每個頻率上進行10 次建鏈，總計進行30 次建鏈。重郵—綦江24 h建鏈結果如圖23 所示。

雙向鏈路誤碼率是指重郵站a 給綦江站b 發(fā)送，綦江站收到數(shù)據(jù)的誤碼率；綦江站b 給重郵站a 發(fā)送，重郵站收到數(shù)據(jù)的誤碼率。從圖23 中可知，在04:00—08:59、17:00—20:59 這2 個時間段內，建鏈成功率低于80%，誤碼率呈上下波動變化，這些時段正好處于晝夜交替和日出日落的時段，此時電離層擾動較大，會引起通信質量的下降。在11:00—15:59 這個時間段內，建鏈成功率可以保持在90%以上，這是因為這個時段內太陽輻射最強，電離層的電子密度達到一天中最大值，最高可用頻率也達到最高值，所以可以保持較高的建鏈成功率和較低的誤碼率。除了這些時段之外，其他時段內的建鏈成功率也可以保持在80%以上。

圖23 重郵—綦江24 h 建鏈結果

對建鏈過程中的雙向鏈路信道參數(shù)估計結果進行統(tǒng)計，信道質量評估數(shù)據(jù)包括雙向鏈路的傳播路徑數(shù)目、多普勒頻率偏移和多普勒擴展，分別如圖24～圖26 所示。

圖24 平均傳播路徑數(shù)目和平均多徑時延統(tǒng)計結果

圖25 多普勒頻率偏移統(tǒng)計結果

圖26 多普勒擴展統(tǒng)計結果

從圖24 中可以看出，雙向鏈路的平均傳播路徑數(shù)目統(tǒng)計結果均分布在1.47～2 000，中值也基本一致，位于1.70 附近。重郵—綦江鏈路的平均多徑時延統(tǒng)計結果分布在0.847 7～2.311 5 ms，中值為1.692 9 ms，綦江—重郵鏈路的平均多徑時延統(tǒng)計結果分布在0.967 5～2.079 0ms，中值為1.661 5 ms。在05:00—07:59、17:00—18:59 和20:00—20:59 這幾個時間段內，平均傳播路徑數(shù)目有明顯的突變，存在明顯的日變化規(guī)律，與建鏈結果的變化過程具有較高的一致性，軌跡基本重合。雙向鏈路的平均多徑時延變化較平穩(wěn)，不存在明顯的日變化規(guī)律。

從圖25 中可以看出，雙向鏈路的多普勒頻率偏移均分布在-2.137 8～-0.95 Hz，中值也基本一致，位于-1.5 Hz 附近。在日出時段，多普勒頻率偏移值有較大的突變，多普勒頻率偏移值從05:00—05:59時段的-1.5 Hz降低至06:00—06:59 時段的-1.9 Hz。同時，在日落時段也有明顯的突變。多普勒頻率偏移的日變化特性與建鏈結果的變化特性基本一致，在中午時段變化較平緩，在日出日落時段存在著較劇烈的變化。

從圖26 中可以看出，雙向鏈路的多普勒擴展均分布在0.187 7 Hz～0.261 1 Hz，中值也基本一致，位于0.22 Hz 附近。在24 h 時段內，多普勒擴展的變化平穩(wěn)，不存在明顯的日變化規(guī)律。

將本文設計的LFM 波形與FT8、FT4 以及OFDM 波形的性能進行對比。在通信性能方面，無論在AWGN 信道還是在ITU-R HF（MQ）中，本文設計的LFM 波形性能處于FT4 波形與OFDM 波形之間，其中FT8 波形性能最好，OFDM 性能最差。在傳輸速率方面，在2 種信道中，本文設計波形傳輸速率與FT8、FT4 波形相比明顯加快，和OFDM相比速率稍微減慢。在快速建鏈的過程中對傳輸速率有要求是必要的，代價是通信性能降低，但仍然能夠在實際短波信道環(huán)境傳輸。

綜上可得，在實際短波通信環(huán)境測試中，在當前頻點發(fā)送信號，接收機會同時在相鄰幾個頻點內捕獲多個信號。這種相鄰子信道產(chǎn)生干擾信號的現(xiàn)象會造成當前建鏈請求的失敗，使實際測試中建鏈成功率偏低。信道參數(shù)估計方法實時估計表征信道質量的各項參數(shù)數(shù)據(jù)，在復雜多變的短波通信環(huán)境中為建鏈信道的選擇提供合理可靠的決策支撐，提高系統(tǒng)的整體通信性能。

4 結束語

本文在傳統(tǒng)短波自動鏈路建立技術基礎上，結合數(shù)字信道化技術和信道參數(shù)估計方法，提出了一種短波數(shù)字信道化通信探測一體化快速建鏈方法，該方法能有效提高建鏈時效性、連通率和資源利用率。

針對傳統(tǒng)ALE 技術過度依賴長期預測數(shù)據(jù)、通信探測分離和信道掃描時間過長等問題，本文以3G-ALE 相關技術為原型，對快速建鏈方案進行了改進和優(yōu)化。充分利用短波數(shù)字信道化接收機的寬窗口并行接收能力，解決傳統(tǒng)建鏈系統(tǒng)信道掃描帶來的時效性不高的問題。為解決波形切換帶來的時間冗余，本文設計了一種基于LFM 信號的通信探測一體化感知波形，實現(xiàn)在探測信道質量的同時對通信鏈路進行維護。針對傳統(tǒng)ALE 技術中探通分離的缺點，本文采用了探測即建鏈的建鏈方案，保證持續(xù)可靠通信的同時，降低建鏈時間開銷。針對多普勒頻率偏移估計方法和信噪比估計方法存在的不足，本文提出了改進方案，并給出了一種基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計方法。

最后對建鏈系統(tǒng)性能進行了仿真分析，分析了信道化結構對接收性能的影響，并將本文快速建鏈方案的建鏈成功率與其他建鏈方案進行了比較。測試表明，本文快速建鏈方案在建鏈過程中計算量偏高，但計算并行度高，同時具備硬件加速；在實際應用中計算量在可接受范圍內。如果分別對比探測的性能或者通信的性能，本文設計方案性能并不是最優(yōu)。但本文方案基于通信探測一體化的感知波形可以最大限度地提高系統(tǒng)的集成度。仿真結果表明，信道化結構能夠增強建鏈系統(tǒng)的接收性能，本文設計的快速建鏈方案在建鏈成功率上優(yōu)于傳統(tǒng)建鏈系統(tǒng)。信道化結構對參數(shù)估計方法精度有一定的影響，但可以修正消除。通過與信道參數(shù)設定值相比，信道參數(shù)估計方法有較高的估計精度。最后通過現(xiàn)有測試臺站，進行了重郵—綦江的實際快速建鏈方案測試，驗證了該方法在真實信道環(huán)境的適用性。