射頻低噪聲放大器提高三階交截點(diǎn)方法探討

趙巾翔 汪 峰 于漢超 王魁松 張勝利 梁曉新* 閻躍鵬

①(中國科學(xué)院微電子研究所 北京 100029)

②(中國科學(xué)院大學(xué)微電子學(xué)院 北京 100049)

③(中國科學(xué)院重大科技任務(wù)局 北京 100864)

④(中國科學(xué)院前沿科學(xué)與教育局 北京 100864)

⑤(北京市新一代通信射頻芯片技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 北京 100020)

1 引言

現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中，信息傳輸朝著多載波、大容量、高速率的方向快速發(fā)展，有限的頻譜資源得到了高密度開發(fā)和利用。然而，不同信道間的頻譜泄露等問題尤為突出，大量的干擾信號(hào)通過基板和天線等途徑被引入到通信系統(tǒng)，嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的通信質(zhì)量[1-5]。這對(duì)無線接收系統(tǒng)的線性度提出了嚴(yán)格的要求。射頻低噪聲放大器(Radio Frequency Low Noise Amplifier, RF LNA)作為射頻前端第1個(gè)有源器件直接決定著接收機(jī)可接受的最大輸入功率，因此必須具有足夠的線性度來抑制干擾，維持高的動(dòng)態(tài)范圍(Dynamic Range, DR)[6-9]。

交調(diào)(intermodulation)[10]是一種非線性現(xiàn)象，當(dāng)多于1個(gè)的干擾信號(hào)共同作用于一個(gè)非線性系統(tǒng)時(shí)，系統(tǒng)輸出會(huì)出現(xiàn)不是這些頻率整數(shù)倍的交調(diào)成分，其描述的是系統(tǒng)的非線性失真特征和對(duì)干擾的承受能力。由于其頻率特殊性，3階交調(diào)成為移動(dòng)通信、Wi-Fi等射頻和微波通信系統(tǒng)中衡量交調(diào)非線性最關(guān)注的指標(biāo)[11,12]。隨著無線通信的不斷發(fā)展，高線性LNA已成為必然的發(fā)展趨勢，在不明顯犧牲增益、噪聲、功耗等其他性能的前提下，提高LNA的線性度已成為研究的難點(diǎn)與熱點(diǎn)。

針對(duì)LNA 3階交調(diào)，已經(jīng)產(chǎn)生了諸多提高線性度的方法、電路，既有最佳柵極偏置、導(dǎo)數(shù)疊加等針對(duì)晶體管級(jí)的線性化方法，也包括了反饋、前饋等針對(duì)系統(tǒng)級(jí)電路的技術(shù)?；?階非線性模型，本文總結(jié)了RF LNA 3階交調(diào)的產(chǎn)生機(jī)理，綜述了改善3階交調(diào)的方法電路和研究進(jìn)展，并展望了未來高線性RF LNA的發(fā)展趨勢。

2 射頻低噪聲放大器3階交調(diào)非線性模型分析

當(dāng)輸入信號(hào)足夠小時(shí)，射頻放大器可以近似等效為線性系統(tǒng)。而實(shí)際上，所有電路都是非線性的。由于輸入信號(hào)功率較小，RFLNA的非線性主要來自于有源器件的非線性和寄生參數(shù)的非線性[10,13]。

常見的，非線性系統(tǒng)分析方法主要包括泰勒(Taylor)級(jí)數(shù)法[14]，諧波平衡法[15,16]，沃爾泰拉(Volterra)級(jí)數(shù)法[13,17,18]，以及近些年的神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)[19-23]，模糊邏輯法[24,25]等。其中，泰勒級(jí)數(shù)分析較為簡單，適用于弱非線性的情況，是低噪聲放大器非線性分析常用的模型。

在不考慮動(dòng)態(tài)非線性影響的情況下，LNA通?？梢员硎緸橐粋€(gè)靜態(tài)非線性系統(tǒng)(memoryless nonlinear system)，其時(shí)域特性泰勒級(jí)數(shù)表示為

其中，X(t)為 系統(tǒng)輸入，Y(t)為系統(tǒng)輸出，輸出信號(hào)包含了輸入信號(hào)的線性分量和各階非線性分量。非線性分量對(duì)應(yīng)的系數(shù)與輸入信號(hào)大小相關(guān)，通常輸入信號(hào)越大，輸出信號(hào)中的高階分量越豐富，系統(tǒng)非線性現(xiàn)象越明顯。為簡化分析，當(dāng)LNA處于弱非線性時(shí)，式(1)可以只考慮gk=1,2,3，分別代表放大器的線性增益和2階、3階非線性系數(shù)，系統(tǒng)的輸入輸出特性可以表示為

此時(shí)，當(dāng)兩個(gè)頻率為ω1,ω2， 幅值分別為A1和A2的 干擾信號(hào)A1cos(ω1t)和A2cos(ω2t)(“雙音”信號(hào)(two tone signals))同時(shí)作用于放大器時(shí)，輸出會(huì)得到新的組合頻率成分，可以表示為±m(xù)ω1±nω2，其中，m,n=0, 1, ···。通過三角函數(shù)展開其傅里葉變換(Fourier transform)，得到輸出頻譜如圖1所示。可以看出，由于ω1,ω2和ω0頻率相近，頻率為2ω1-ω2和2ω2-ω1的3階交調(diào)產(chǎn)物靠近有用信號(hào)，難以被后級(jí)濾波器濾除，進(jìn)而會(huì)降低系統(tǒng)的信噪比(Signal to Noise Ratio, SNR)。當(dāng)干擾信號(hào)幅度足夠強(qiáng)時(shí)，還可能使放大器發(fā)生阻塞[26]。

圖1 交調(diào)信號(hào)頻譜

根據(jù)三角函數(shù)展開，得到 2ω1-ω2和2ω2-ω1處的差拍3階交調(diào)輸出幅值分別為

假設(shè)“雙音”輸入信號(hào)峰值均為A，對(duì)3階交調(diào)輸出與基頻輸出進(jìn)行歸一化可得3階交調(diào)系數(shù)(對(duì)數(shù)形式表示)

隨著輸入信號(hào)幅度A的增大，3階交調(diào)輸出與A3成比例增加，如圖2所示。如果繼續(xù)增大幅度A，交調(diào)輸出最終會(huì)等于基頻輸出。相交處輸入功率即為輸入3階交截點(diǎn)(Input 3rd order Intercept Point, IIP3)。對(duì)應(yīng)地，其輸出功率為輸出3階交截點(diǎn)(Output 3rd order Intercept Point, OIP3)[10]。

事實(shí)上，情況并非如此。當(dāng)輸入信號(hào)AIN幅值增加至接近AIIP3時(shí)，式(2)便不再嚴(yán)格成立，系統(tǒng)出現(xiàn)嚴(yán)重的壓縮現(xiàn)象，基頻輸出也不再滿足g1A的線性關(guān)系。同時(shí)，交調(diào)輸出結(jié)果也變得更加復(fù)雜[27]。實(shí)際的3階交調(diào)輸出特性與理論推測結(jié)果的關(guān)系如圖2所示。

圖2 基于弱非線性模型的3階截?cái)帱c(diǎn)

從弱非線性模型可以看出，RF LNA的IP3非線性效應(yīng)主要由跨導(dǎo)3階非線性失真(g3)決定。實(shí)際上，跨導(dǎo)的2階非線性(g2) 、2階互調(diào)(g2通過反饋疊加作用)、高階非線性以及輸出非線性電導(dǎo)(gds)、寄生電容(Cgs等)也會(huì)影響IP3[28,29]。其中，高階非線性和輸出非線性電導(dǎo)主要在大信號(hào)激勵(lì)時(shí)起作用，而寄生電容則主要是通過反饋帶來非線性。在多載波、高速率的5G(5th Generation)時(shí)代[30]，提高低噪聲放大器的3階交截點(diǎn)對(duì)于改善通信系統(tǒng)的線性度和提高抗干擾能力具有重要的價(jià)值和意義[6,31-34]。

3 提高射頻低噪聲放大器IIP3的方法電路與研究進(jìn)展

在LNA的設(shè)計(jì)與使用中，不同放大器對(duì)應(yīng)的增益不同，所能實(shí)現(xiàn)的輸出3階交截點(diǎn)與增益直接相關(guān)，因此使用輸入3階交截點(diǎn)能更有效地衡量和比較LNA的線性度[35]。如表1所示，本文對(duì)提高LNA IIP3的方法與電路進(jìn)行了總結(jié)并對(duì)比。

從表1可以看出，不同的線性技術(shù)針對(duì)一種或幾種非線性項(xiàng)進(jìn)行改進(jìn)，最終實(shí)現(xiàn)LNA IIP3的提高[36-41]。以下分別對(duì)改善LNA IIP3的主要方法電路和研究成果進(jìn)行歸納研究。

表1 提高IIP3方法對(duì)應(yīng)發(fā)揮作用的非線性項(xiàng)

3.1 最佳柵極偏置技術(shù)

高線性LNA的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)依賴于精確的晶體管模型，不同尺寸、不同偏置狀態(tài)的晶體管對(duì)應(yīng)的非線性參數(shù)不同[28]。因此，可以根據(jù)非線性依賴關(guān)系選取合適的晶體管尺寸與偏置狀態(tài)來控制器件的非線性特征，從而改善放大器線性[42-44]。

文獻(xiàn)[42,43]研究了金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET)不同偏置下非線性特征對(duì)電路性能的影響，并得出了晶體管偏置在中反型區(qū)時(shí)，3階交截點(diǎn)存在“最佳偏置點(diǎn)”的結(jié)論。文獻(xiàn)[43]以350 μm/0.25 μm N型場效應(yīng)晶體管(N-type Field Effect Transistor, NFET)器件為例，根據(jù)晶體管I-V特性，得到g1, g2, g3分別與偏置的依賴關(guān)系，如圖3(a)所示。其中，在圖3(a)VGS變化范圍內(nèi)，g2極性未發(fā)生改變，而g3則隨偏置變化極性發(fā)生改變，存在g3=0的點(diǎn)，即“最佳偏置點(diǎn)”，對(duì)應(yīng)的晶體管IM3為0，AIP3在該處表現(xiàn)出顯著峰值，如圖3(b)所示，g3非線性的影響得到消除。如圖3(a)所示，g3=0對(duì)應(yīng)的偏置點(diǎn)在中反型區(qū)與強(qiáng)反型區(qū)交界處，對(duì)應(yīng)的g1較小，會(huì)帶來增益降低，噪聲惡化等風(fēng)險(xiǎn)。文獻(xiàn)[43]所提出的基于0.25 μm互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體工藝(Complementary Metal Oxide Semiconductor, CMOS)蜂窩通信LNA最終實(shí)現(xiàn)了1.8 dB噪聲系數(shù)(Noise Figure, NF)，+10.5 dBm IIP3。2012年，文獻(xiàn)[45]介紹了一款基于0.25 μm 氮化鎵(Gallium Nitride, GaN)工藝，覆蓋0.25～3.5 GHz的共源共柵(Cascode)反饋放大器。最佳噪聲偏置下，LNA在2 GHz下可獲得0.88 dB的優(yōu)異NF,OIP3為38.7 dBm。最佳線性偏置下，LNA在2 GHz下可以實(shí)現(xiàn)50.6 dBm的OIP3，相應(yīng)的NF為2.2 dB。對(duì)比發(fā)現(xiàn)，兩種偏置狀態(tài)下，3階交調(diào)改善了約12 dB，噪聲惡化了1.32 dB。因此在使用最佳柵極偏置時(shí)，需要對(duì)線性度、噪聲等指標(biāo)進(jìn)行考慮，以綜合選取合適的偏置點(diǎn)。

圖3 最佳柵極偏置技術(shù)

最佳柵極偏置線性技術(shù)原理簡單，對(duì)不同工藝的適用性強(qiáng)，但在實(shí)際使用過程中存在許多限制因素：

(1)對(duì)閾值電壓等參數(shù)敏感，對(duì)偏置電壓要求嚴(yán)苛，受工藝角(process corner)、電壓、溫度變化影響大；

(2)對(duì)DC工作點(diǎn)敏感，僅能工作在有限的輸入信號(hào)范圍內(nèi)，當(dāng)輸入功率較大時(shí)，會(huì)發(fā)生DC工作點(diǎn)的漂移導(dǎo)致峰值IIP3的降低甚至消失；

(3)晶體管偏置在g3=0時(shí)，晶體管跨導(dǎo)較小，會(huì)惡化增益與噪聲性能，且隨著增益的增加，最佳偏置點(diǎn)會(huì)向更低的偏置電流處移動(dòng)；

(4)在g3=0偏置處g2接近峰值，由于不可避免地存在源極反饋等通路，2階非線性等會(huì)通過反饋路徑互調(diào)混疊，惡化3階非線性。同時(shí)負(fù)載阻抗變化、高階非線性、輸出非線性電導(dǎo)等非理想因素也會(huì)對(duì)峰值IIP3造成影響，使電路無法達(dá)到IIP3理論峰值。

由于最佳柵極偏置技術(shù)的局限性，在LNA的設(shè)計(jì)中較少地單獨(dú)使用最佳柵極偏置技術(shù)，常見的做法是將最佳柵極偏置技術(shù)推廣至“廣義”范圍，即根據(jù)LNA的性能需求選取合適的偏置電壓來滿足增益、噪聲、線性度等不同指標(biāo)的要求。同時(shí)，最佳柵極偏置技術(shù)也常與其他線性技術(shù)結(jié)合，進(jìn)一步提高電路的線性度[46-48]。

3.2 導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)

最佳柵極偏置技術(shù)對(duì)環(huán)境變化較為敏感，應(yīng)用受到諸多限制。導(dǎo)數(shù)疊加(Derivative Superposition, DS)技術(shù)[49]通過將兩路或多路具有相反g3極性的晶體管并聯(lián)，使g3在一定的偏置范圍疊加抵消等于0或接近0。

3.2.1 傳統(tǒng)型

如圖4(a)所示，典型的DS方法是將兩個(gè)不同尺寸的主晶體管MA和輔助晶體管MB并聯(lián)，并分別偏置在強(qiáng)反型區(qū)(提供增益)和弱反型區(qū)(補(bǔ)償主晶體管的非線性)。主、輔晶體管對(duì)應(yīng)的g3極性在一定的柵壓范圍內(nèi)極性相反(或使晶體管工作在其他工作區(qū)，確保對(duì)應(yīng)的非線性系數(shù)相反)并最終滿足

如圖4(b)所示，DS方法使g3在一定的柵壓范圍內(nèi)形成一個(gè)為0的傳遞函數(shù)，與最佳柵極偏置線性技術(shù)相比，DS方法對(duì)環(huán)境參數(shù)變化的穩(wěn)定性得到較大的改善。

圖4 導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)

根據(jù)導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)的定義，可以將典型結(jié)構(gòu)推廣得到更高階的并聯(lián)結(jié)構(gòu)[49,50]，如圖5所示，通過并聯(lián)多個(gè)晶體管，控制每只晶體管的工作狀態(tài)，使得g3疊加為0。文獻(xiàn)[50]介紹了一種采用DS線性化的全集成CMOS分布式放大器設(shè)計(jì)，基于0.13 μm RF CMOS，該放大器IIP3改善了8.5 dB, IM3改善了13 dBc。文獻(xiàn)[51]展示了DS方法的另外一種實(shí)現(xiàn)形式，使用工作在線性區(qū)(triode region)的堆疊輔助晶體管提供足夠的正極性g3來抵消主晶體管的負(fù)極性g3?；?.25 μm CMOS工藝，文獻(xiàn)[51]中LNA IIP3提高了13 dB。

圖5 廣義DS結(jié)構(gòu)[50]

由于多個(gè)晶體管的柵極連接在一起，DS技術(shù)也被稱為多柵晶體管技術(shù)(Multiple Gated Transistor Technique, MGTR)[52-55]。隨著并聯(lián)晶體管數(shù)量的增加，g3抵消窗口會(huì)隨之展寬，但隨之而來的是增益、噪聲、功耗等其他性能的惡化。因此使用DS方法時(shí)，需要根據(jù)其他性能指標(biāo)進(jìn)行折中考慮。

在DS方法的基礎(chǔ)上，結(jié)合其他電路技術(shù)成為應(yīng)用發(fā)展的主流[56-59]。文獻(xiàn)[56]結(jié)合DS方法和電流復(fù)用結(jié)構(gòu)(Current Reuse, CR)實(shí)現(xiàn)了應(yīng)用于IEEE 802.11a/b/g的多模LNA，在2.4 GHz和5.2 GHz處分別實(shí)現(xiàn)了IIP3性能的提升，與未采用DS方法的LNA相比，其IIP3性能提升近50%。文獻(xiàn)[57]介紹了一種融合DS方法的高線性共源共柵LNA，將DS方法分別應(yīng)用到電路結(jié)構(gòu)中的CS和CG級(jí)，并在不同的工作頻點(diǎn)分別提高CS級(jí)與CG級(jí)的IIP3，在噪聲未受明顯影響的前提下，實(shí)現(xiàn)了高線性LNA。

傳統(tǒng)導(dǎo)數(shù)疊加方法改善了最佳柵極偏置線性技術(shù)敏感度的問題，但由于輔助晶體管工作在弱反型區(qū)等，DS方法的應(yīng)用也存在許多的限制：

(1)弱反型晶體管模型不夠準(zhǔn)確，模型擬合數(shù)據(jù)與實(shí)測數(shù)據(jù)可能存在較大差距，且高頻性能較差；

(2)輔助晶體管并聯(lián)在放大器輸入端，但由于工作在弱反型區(qū)，無法處理輸入大信號(hào)，否則會(huì)關(guān)斷；

(3)工作在弱反型區(qū)的輔助晶體管并聯(lián)在輸入端，影響輸入匹配，進(jìn)而影響噪聲、增益等性能；

(4)DS方法中不同并聯(lián)晶體管之間需要多個(gè)隔直電容，為減小對(duì)射頻信號(hào)的影響，通常采用較大的隔直電容，增加片上集成難度；

(5)并聯(lián)晶體管分別需要多個(gè)獨(dú)立的偏置電路，難以保證在工藝變化情況下保持相同的變化。

3.2.2 改進(jìn)型

人們發(fā)現(xiàn)，傳統(tǒng)DS方法會(huì)受到2階互調(diào)、輸入功率等條件的制約，針對(duì)這些的問題，人們通過改進(jìn)DS(Modified Derivative Superposition, MDS)使其適應(yīng)更多的應(yīng)用[60-65]。

文獻(xiàn)[60]分析了射頻條件下，2階非線性和電路電抗對(duì)DS方法峰值IIP3的影響，并提出了降低2階非線性影響的改進(jìn)DS方法。由于源極電感L提供了反饋通路，如圖6(a)所示，2階非線性分量對(duì)IMD3產(chǎn)生影響，降低LNA峰值IIP3的值。改進(jìn)后的DS結(jié)構(gòu)如圖6(b)所示，在傳統(tǒng)DS結(jié)構(gòu)源極位置引入兩個(gè)源極退化電感L1與L2，將輔助晶體管MA的源極接入L1和L2的公共節(jié)點(diǎn)，通過調(diào)節(jié)電感L2的大小來調(diào)整g3A的相位，使得g3A和g3B疊加的矢量和與g2B相位相反(此時(shí)忽略g2A)，如圖6(c)所示，從而抵消2階非線性混疊的影響。文獻(xiàn)[60]MDS方法被用于0.25 μm CMOS LNA，該LNA在2.6 V供電，9.3 mA功耗的情況下實(shí)現(xiàn)了1.65 dB NF以及+22 dBm IIP3，IIP3改善了近20 dB，動(dòng)態(tài)范圍品質(zhì)因數(shù)(Figure-of-Merit, FoM)達(dá)到了503。

圖6 改進(jìn)DS方法

在文獻(xiàn)[60]電路基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[61]將晶體管MA的連接從輸入端移至晶體管MB的源極，引入了另外一種減小2階非線性影響的改進(jìn)DS電路。其通過調(diào)節(jié)源極負(fù)反饋電感的值引入相位差，實(shí)現(xiàn)3階非線性矢量和與2階非線性的抵消。同時(shí)，工作在弱反型區(qū)的輔助晶體管避免連接在輸入端，降低了輔助晶體管對(duì)輸入阻抗和噪聲的影響。因此，文獻(xiàn)[61]提出的輔助電路具備引入到給定LNA的潛力，而無需更改LNA既定的參數(shù)。

文獻(xiàn)[62]將文獻(xiàn)[61]中的改進(jìn)DS技術(shù)應(yīng)用在亞閾值高線性LNA。文獻(xiàn)[63]將改進(jìn)的DS技術(shù)應(yīng)用在寬帶級(jí)聯(lián)放大器的輸出級(jí)，減小2階非線性影響，在3.1～10.6 GHz的帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)了IIP3大于13.8 dBm。

在傳統(tǒng)DS方法中，小信號(hào)IIP3的提高并不意味著大信號(hào)非線性同樣得到改善。雖然增加并聯(lián)晶體管的數(shù)量可以拓寬g3抵消窗口，但會(huì)增加系統(tǒng)的復(fù)雜度，影響其他性能。文獻(xiàn)[65]基于差分結(jié)構(gòu)和輔助調(diào)節(jié)電容提出了一種改進(jìn)的寬輸入范圍DS(Wide Range Derivative Superposition, WRDS)方法。在不犧牲增益和噪聲的情況下，WRDS方法在較寬的輸入功率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了良好的線性度，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了大信號(hào)下的線性度改善，如圖7所示。

圖7 WRDS技術(shù)g3抵消窗口[65]

3.2.3 互補(bǔ)型與差分型

傳統(tǒng)DS方法在實(shí)現(xiàn)g3疊加的同時(shí)，也對(duì)g2進(jìn)行了疊加。文獻(xiàn)[66]提出了CMOS互補(bǔ)DS方法(complementary DS)，使用NMOS/PMOS組合改善IIP3的同時(shí)降低了IP2的影響。由于NMOS和PMOS的線性特征不一樣，所實(shí)現(xiàn)的g3抵消效果比雙NMOS組合略差。

文獻(xiàn)[67]提出了一種互補(bǔ)共源導(dǎo)數(shù)疊加(Complementary Common Source Derivative Superposition, CCS-DS)的線性化方法，同時(shí)消除了晶體管的2階和3階畸變。文獻(xiàn)[68]采用飽和NMOS,PMOS的組合電路將改進(jìn)的互補(bǔ)導(dǎo)數(shù)疊加(Improved Complementary Derivative Superposition, ICDS)技術(shù)和正體偏置(Forward Body Bias, FBB)技術(shù)結(jié)合，改善2階和3階非線性的同時(shí)改善了噪聲性能和直流功耗。文獻(xiàn)[69-71]將互補(bǔ)導(dǎo)數(shù)疊加結(jié)構(gòu)和Cascode結(jié)構(gòu)有源反饋結(jié)構(gòu)結(jié)合，提高線性度的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了寬帶LNA。2017年，文獻(xiàn)[72]提出了一種具有增強(qiáng)線性度的噪聲抵消LNA，采用互補(bǔ)DS結(jié)構(gòu)，消除了噪聲抵消級(jí)的3階失真，并補(bǔ)償其2階非線性，由此改善放大器的線性度。基于0.18 μm CMOS，文獻(xiàn)[72]在0.1～2 GHz范圍內(nèi)，獲得了2.9～3.5 dB的NF和10.6～14.3 dBm的IIP3。

基于差分結(jié)構(gòu)抑制共模信號(hào)的特性，差分DS結(jié)構(gòu)可以在改善g3的基礎(chǔ)上抑制g2的影響[73]。

3.3 失真補(bǔ)償電路

與DS方法相似，失真補(bǔ)償電路也是利用輔助通路來補(bǔ)償主通路的非線性，按照實(shí)現(xiàn)形式可以概括為數(shù)字失真和模擬失真電路，按照補(bǔ)償支路所處位置可以分為預(yù)失真和后失真。

數(shù)字預(yù)失真一般需要一個(gè)非常高速的數(shù)字信號(hào)處理單元，以及高速高分辨率的數(shù)模轉(zhuǎn)換器(Digital to Analog Converter, DAC)和模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analog to Digital Converter, ADC)，這些電路器件可以實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)的非線性抑制，但通常價(jià)格昂貴且功耗較大。

模擬預(yù)失真電路(Predistortion)[74,75]在主放大器的輸入端并聯(lián)預(yù)失真支路，通過預(yù)失真通路IMD3對(duì)主放大器進(jìn)行IMD3調(diào)零，原理如圖8所示。

圖8 預(yù)失真原理框圖

常見的模擬預(yù)失真電路形式主要包括二極管預(yù)失真[75]、晶體管預(yù)失真[76]等，電路結(jié)構(gòu)相對(duì)簡單，不會(huì)額外消耗過多功耗，常被用于單片集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuit,MMIC)提高線性度，且在寬帶LNA應(yīng)用場景中表現(xiàn)良好。但由于預(yù)失真并聯(lián)在輸入端，會(huì)對(duì)輸入匹配造成一定的影響。文獻(xiàn)[74]提出了一種采用FET預(yù)失真的線性化電路，如圖9所示，通過優(yōu)化支路FET2偏置對(duì)主路FET1的IMD3調(diào)零。文獻(xiàn)[74]所示LNA在900和904 MHz雙音信號(hào)下的峰值OIP3提高了13.9 dB。文獻(xiàn)[71]提出了一種用于寬帶CMOS LNA的預(yù)失真方法，通過高度非線性預(yù)失真分支對(duì)主放大器的IMD3進(jìn)行調(diào)零，基于變壓器反饋確保最大非線性乘積抵消，同時(shí)并未顯著地惡化增益和噪聲系數(shù)(NF)性能。結(jié)果表明，文獻(xiàn)[77]提出的LNA IIP3比常規(guī)LNA提高了10.3 dB，增益和噪聲系數(shù)僅惡化了1 dB和0.44 dB。

圖9 FET預(yù)失真電路

后失真(Post Distortion, PD)技術(shù)[78-82]中輔助晶體管通路與主晶體管輸出端相連接，而非并聯(lián)在輸入端，可以降低輔助通路對(duì)輸入端的影響。與DS方法相比，后失真電路中主、輔晶體管一般均工作在強(qiáng)反型區(qū)，可以產(chǎn)生更加穩(wěn)定的非線性抵消效果。

文獻(xiàn)[83]介紹了一種有源后失真(Active Post-Distortion, APD)線性化方法，如圖10所示，并分析解釋了APD在低頻和高頻中的應(yīng)用原理。文獻(xiàn)[84]提出了改進(jìn)的后失真網(wǎng)絡(luò)，通過在失真輔助晶體管的源節(jié)點(diǎn)處增加輔助電感以增強(qiáng)LNA高頻線性度。

圖10 有源后失真線性技術(shù)[83]

文獻(xiàn)[85]提出了一款使用后失真線性化的共源共柵LNA，在2 GHz處IIP3提升了8 dB。2016年，文獻(xiàn)[86]在寬帶LNA中將后失真技術(shù)和電流復(fù)用技術(shù)有機(jī)結(jié)合，在拓展帶寬的同時(shí)提高了放大器的線性度。

3.4 前饋技術(shù)

最佳柵極偏置技術(shù)，導(dǎo)數(shù)疊加以及失真補(bǔ)償?shù)燃夹g(shù)方法都是依靠改善晶體管的線性度改善LNA的3階交截點(diǎn)，這些技術(shù)所實(shí)現(xiàn)的“高IIP3”普遍無法在較大輸入激勵(lì)下維持相同的性能。同時(shí)，目前也沒有合適的理論能夠模擬和計(jì)算與輸入功率相關(guān)的非線性傳輸函數(shù)。前饋技術(shù)是較早出現(xiàn)的系統(tǒng)級(jí)改善IIP3方法，其原理如圖11所示，是高線性LNA常用的設(shè)計(jì)技術(shù)[87-93]。前饋技術(shù)的核心是通過控制系統(tǒng)中每條支路信號(hào)的大小和相位來提高線性度，本質(zhì)是輔助放大器通路對(duì)主放大器通路的非線性補(bǔ)償。

前饋技術(shù)的前提是圖11中主輔放大器的非線性特性完全相同，其輸入輸出關(guān)系均可由式(2)表示，b,c分別可以看作輔助通路理想放大器增益，可得主放大器與輔助放大器的輸出響應(yīng)分別為

圖11 前饋技術(shù)系統(tǒng)框圖

由式(9)可知，信號(hào)經(jīng)過輔助通路縮放，反映到冪級(jí)數(shù)展開式中可以等效為對(duì)冪級(jí)數(shù)系數(shù)進(jìn)行移位。主、輔放大器在輸出端合成后可以抵消掉目標(biāo)非線性項(xiàng)。因此，前饋技術(shù)的設(shè)計(jì)自由度依輔助通路數(shù)量而定。通過采用多個(gè)不同縮放因子的輔助通路并聯(lián)，理論上可以抵消多個(gè)非線性項(xiàng)的影響。同時(shí)，由于前饋技術(shù)抵消了高階非線性，LNA的帶寬也可以得到進(jìn)一步擴(kuò)展，因此常被用于寬帶LNA設(shè)計(jì)中[92,94,95]。

文獻(xiàn)[89]采用一條輔助放大器通路的前饋方法，通過選擇合適縮放因子(b=2, n=3)實(shí)現(xiàn)了LNA IIP3的改善。由于器件失配、高階非線性(階數(shù)＞5)、負(fù)載非線性等問題，主放大器3階非線性沒有完全被消除。測試結(jié)果表明，采用前饋輔助放大器的LNA在900 MHz處實(shí)現(xiàn)了+18 dBm IIP3，與傳統(tǒng)LNA相比，其IIP3提高了13 dB，線性度得到大幅提升。但由于引入了輔助放大器通路，LNA的功耗增加了一倍，噪聲系數(shù)惡化了0.2 dB，電壓轉(zhuǎn)換增益也下降了2.5 dB。

文獻(xiàn)[91]介紹了簡化輔助支路的構(gòu)成形式，使用自偏置有源電感和交叉耦合電容器組成前饋路徑，產(chǎn)生負(fù)電容抵消寄生電容，從而提高放大器的線性度，拓展放大器的帶寬。

雖然前饋技術(shù)不依賴于單個(gè)晶體管的高線性，理論上可以通過擴(kuò)展支路放大器來抵消所有高階非線性，但明顯這是不符合實(shí)際的。該技術(shù)在使用上主要有以下幾方面的限制：

(1)采用支路LNA并聯(lián)的形式組成LNA系統(tǒng)，會(huì)增加系統(tǒng)功耗與系統(tǒng)復(fù)雜度，同時(shí)會(huì)惡化LNA系統(tǒng)的增益與噪聲性能；

(2)工程上無法實(shí)現(xiàn)理想的無噪聲高線性度放大器(b,c)，雖然可以使用電感電容等器件來等效實(shí)現(xiàn)放大器b和c，但實(shí)現(xiàn)后級(jí)衰減仍存在難度；

(3)存在器件不匹配等非理想因素，主支路與各輔助通路之間的不匹配對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的影響較大；

(4)各通路放大器增益的準(zhǔn)確性、穩(wěn)定性難以保證，難以實(shí)現(xiàn)對(duì)輔助通路縮放因子的精準(zhǔn)控制，無法保證該方法的效果。

3.5 負(fù)反饋技術(shù)

如圖12所示，負(fù)反饋技術(shù)將輸出信號(hào)通過反饋網(wǎng)絡(luò)施加到輸入端，可實(shí)現(xiàn)對(duì)IM產(chǎn)物的抑制，同時(shí)可以拓展帶寬，提高穩(wěn)定性，被大量運(yùn)用于低噪聲放大器的設(shè)計(jì)中[74,79,96-98]。

圖12 反饋技術(shù)系統(tǒng)框圖

在不考慮2階非線性g2的前提下，引入負(fù)反饋放大器閉環(huán)IIP3與開環(huán)IIP3(開環(huán)放大器非線性表示如式(2))的關(guān)系[96]為

文獻(xiàn)[101]研究了阻性反饋LNA改善IIP3的幾方面要點(diǎn)，可以概括為：(1)消除可能的非線性成分，如使用電阻代替源極跟隨電流源；(2)增大放大器開環(huán)帶寬；(3)消除正反饋成分。文獻(xiàn)[102]研究評(píng)估了不同的反饋形式下的IP3表達(dá)式，具有較高的準(zhǔn)確性，對(duì)使用反饋方法改善線性度具有重要意義。

文獻(xiàn)[103,104]介紹了CMOS差分共源共柵結(jié)構(gòu)引入RC反饋改善IIP3的方法，在共柵晶體管漏極和共柵晶體管源極交叉引入RC反饋通路，通過調(diào)諧反饋網(wǎng)絡(luò)使其3階諧波傳遞函數(shù)H(ω)極性為負(fù)[79,104]，實(shí)現(xiàn)對(duì)3階非線性的抑制。文獻(xiàn)[105]介紹了一種基于高線性動(dòng)態(tài)反饋的達(dá)靈頓放大器，在常規(guī)達(dá)靈頓放大器的基礎(chǔ)上，有源偏置與動(dòng)態(tài)反饋網(wǎng)絡(luò)一起工作。通過調(diào)諧動(dòng)態(tài)反饋網(wǎng)絡(luò)偏置，文獻(xiàn)[105]在2 GHz下IP3顯著提升了11 dB。

3.6 其他方法與電路

除上述主要幾種方法外，還有一些其他方法能夠提高LNA線性度，如2階失真注入技術(shù)[106]等。2階非線性注入也是一種在結(jié)構(gòu)上提高LNA IP3的技術(shù)方法。2階失真注入技術(shù)利用輔助結(jié)構(gòu)來產(chǎn)生與輸入信號(hào)相干的2階非線性分量，通過反饋等通路將其注入到主電路的電流中，降低2階混疊對(duì)3階非線性的影響。

綜上，不同的線性度提高方法均有優(yōu)缺點(diǎn)，如最佳柵極偏置、導(dǎo)數(shù)疊加等方法理想狀態(tài)下可以顯著提高峰值IIP3性能，但對(duì)環(huán)境因素變化敏感度高；負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)雖然可以結(jié)合拓展線性帶寬，提高IIP3，但由于電阻網(wǎng)絡(luò)的存在對(duì)噪聲影響較大。因此，在不明顯犧牲其他性能指標(biāo)的前提下，針對(duì)不同應(yīng)用場景與制造工藝選取合適的技術(shù)、結(jié)構(gòu)顯得格外重要。

4 結(jié)論與展望

基于弱非線性模型，本文分析了射頻放大器3階交調(diào)非線性的產(chǎn)生機(jī)理，梳理總結(jié)了改善3階交調(diào)的方法以及相關(guān)的研究成果與進(jìn)展。為了方便上述各技術(shù)方法的橫向?qū)Ρ?，?梳理了各技術(shù)方法出現(xiàn)至今對(duì)應(yīng)的經(jīng)典文獻(xiàn)，以方便對(duì)各類方法有更清晰、直觀的認(rèn)識(shí)。

表2 不同線性化方法對(duì)比

現(xiàn)代無線通信技術(shù)快速發(fā)展，LNA迭代迅速，寬帶高線性LNA等成為未來的發(fā)展趨勢，表3從技術(shù)提出時(shí)間、技術(shù)適用范圍以及工程指導(dǎo)意義等多方面對(duì)各高線性技術(shù)進(jìn)行總結(jié)，以期對(duì)現(xiàn)在的LNA設(shè)計(jì)發(fā)揮更大的參考價(jià)值。

表3 不同線性化方法總結(jié)

未來，改善LNA 3階交調(diào)非線性的主要研究方向如下。

(1)加強(qiáng)(超)寬帶高線性LNA研究。同時(shí)覆蓋多個(gè)頻點(diǎn)的寬帶LNA在民用通信和軍用雷達(dá)等多種場合中應(yīng)用廣泛，傳統(tǒng)窄帶高線性LNA已無法滿足系統(tǒng)要求。寬帶高線性LNA則可以在有限芯片面積內(nèi)實(shí)現(xiàn)多頻點(diǎn)的高線性覆蓋，適應(yīng)場景的進(jìn)步，降低系統(tǒng)復(fù)雜度。

(2)依據(jù)不同應(yīng)用需求，充分發(fā)揮不同工藝的優(yōu)勢。相比于CMOS工藝，GaAs與GaN由于自身器件特性更有利于實(shí)現(xiàn)高頻、寬帶、高線性。但由于CMOS擁有顯著的成本優(yōu)勢和高集成兼容度，高線性CMOS LNA的研究意義重大。同時(shí)，探索提高線性度的新方法新結(jié)構(gòu)，將高線性射頻放大器推向新高度。

(3)目前，幾乎所有的線性度提高方法均圍繞2階非線性、3階非線性展開，更高階非線性和儲(chǔ)能元件動(dòng)態(tài)非線性的問題也是未來研究的發(fā)展方向。

(4)綜合運(yùn)用先進(jìn)的器件設(shè)計(jì)理念和封裝制備技術(shù)，進(jìn)一步加強(qiáng)CMOS, GaAs, GaN等不同工藝電路的集成研究，充分發(fā)揮多種工藝器件的組合優(yōu)勢，探索系統(tǒng)級(jí)高線性LNA的發(fā)展路徑。