面向小型水下無人平臺(tái)的移動(dòng)水聲通信系統(tǒng)

姚俊輝 ,趙燕鋒 ,童 峰* ,陳東升 ,上官明禹

(1.廈門大學(xué) 海洋與地球?qū)W院,福建 廈門,361005;2.廈門大學(xué) 導(dǎo)航與位置服務(wù)技術(shù)國(guó)家地方聯(lián)合工程研究中心,福建 廈門,361005;3.廈門大學(xué) 人工智能研究院,福建 廈門,361005;4.福州大禹電子科技有限公司,福建 福州,350001)

0 引言

近年來,具有目標(biāo)特性小、成本低、部署方便等突出特點(diǎn)的各類小型化自主水下航行器(autonomous undersea vehicle,AUV)在水下特戰(zhàn)領(lǐng)域的應(yīng)用得到國(guó)內(nèi)外廣泛重視[1]。移動(dòng)水聲通信作為AUV 等水下無人平臺(tái)的主要通信方式,在水下無人平臺(tái)指揮控制和信息回傳等環(huán)節(jié)中發(fā)揮著至關(guān)重要的作用。

然而,水聲信道高時(shí)變的多徑效應(yīng)和多普勒效應(yīng)嚴(yán)重影響了通信鏈路的穩(wěn)定性與通信質(zhì)量的可靠性[2],特別是對(duì)于水下特戰(zhàn)領(lǐng)域小型水下無人平臺(tái),在多樣化任務(wù)下,運(yùn)動(dòng)狀態(tài)變化大、淺海應(yīng)用多、受限功耗下發(fā)射功率低,因此,如何高效地克服由此造成的多徑嚴(yán)重、多普勒快速多變、接收信噪比低等困難成為該領(lǐng)域小型水下無人平臺(tái)移動(dòng)水聲通信亟待解決的關(guān)鍵問題。

國(guó)內(nèi)外對(duì)移動(dòng)水聲通信中多普勒估計(jì)與補(bǔ)償問題的研究發(fā)展已久。Sharif[3]、Zakharov[4-5]等分別提出多普勒估計(jì)法[3],以及搜索最大互相關(guān)峰值多普勒估計(jì)方法[4]和分步式多普勒估計(jì)方法[5];周成陽等[6]提出了基于數(shù)據(jù)樣本方差的多普勒估計(jì)方法;Li 等[7]提出了互相關(guān)準(zhǔn)梯度的多普勒估計(jì)算法,其通過不同補(bǔ)償因子下匹配濾波器輸出峰值的變化梯度來調(diào)整搜索步長(zhǎng)的方法來降低算法的計(jì)算量。

在上述文獻(xiàn)中,獲得多普勒估計(jì)結(jié)果后均采用時(shí)域插值方法進(jìn)行多普勒補(bǔ)償,通過插值實(shí)現(xiàn)重采樣的多普勒補(bǔ)償方法缺乏實(shí)時(shí)性且補(bǔ)償精度較低,無法滿足對(duì)失真要求較為嚴(yán)格的系統(tǒng);同時(shí),重采樣方法在實(shí)時(shí)處理中對(duì)存儲(chǔ)量和算力要求均較高。

張曉[8]通過基于Chip-Z 變換的偽隨機(jī)序列載波頻偏測(cè)量的估計(jì)多普勒,同時(shí)采用了基于Farrow結(jié)構(gòu)濾波器的多普勒補(bǔ)償方法,這種利用數(shù)字濾波器進(jìn)行采樣率轉(zhuǎn)換實(shí)現(xiàn)重采樣的多普勒補(bǔ)償方法具有較高的重采樣精度,但仍有占用硬件內(nèi)存大和實(shí)時(shí)性差的缺點(diǎn)。

在多普勒補(bǔ)償?shù)蛷?fù)雜度硬件實(shí)現(xiàn)方面,王小陽等[9]提出了一種可用于低復(fù)雜度硬件的多普勒補(bǔ)償方案。該方案利用線性調(diào)頻(linear frequency modulation,LFM)前導(dǎo)序列進(jìn)行多普勒頻移的估計(jì),并根據(jù)估計(jì)結(jié)果基于處理器時(shí)基實(shí)時(shí)調(diào)整AD(Analog-to-Digital)芯片的采樣率來實(shí)現(xiàn)多普勒補(bǔ)償。該方案將多普勒估計(jì)與補(bǔ)償環(huán)節(jié)提前,可實(shí)時(shí)實(shí)現(xiàn)多普勒的估計(jì)與補(bǔ)償。但由于該方案中基于處理器時(shí)基提供的AD 芯片采樣率調(diào)整范圍有限,在面對(duì)大尺度多普勒影響時(shí)該方案無法提供對(duì)應(yīng)的采樣率來實(shí)現(xiàn)硬件補(bǔ)償。此外,該方案多普勒補(bǔ)償?shù)木纫彩芟抻贏D 芯片中采樣率的分辨率。

面向小型水下無人平臺(tái)的應(yīng)用場(chǎng)景,結(jié)合直接序列擴(kuò)頻-四相差分相移鍵控調(diào)制方式(direct sequence-quadrature differential phase shift keying,DSQDPSK)和差分編碼方式,并引入直接數(shù)字頻率合成器(direct digital frequency synthesizers,DDS)為硬件系統(tǒng)提供大范圍和高分辨率的采樣率,提出了一種基于DDS 變采樣的移動(dòng)水聲通信方案。利用雙曲調(diào)頻(hyperbolic frequency-modulation,HFM)導(dǎo)引信號(hào)對(duì)多徑信道中的最強(qiáng)徑進(jìn)行多普勒估計(jì),采用的差分編碼方式為系統(tǒng)提供了一定的多普勒容限,可彌補(bǔ)低估計(jì)精度的缺陷。文中采用DDS變采樣的方法進(jìn)行多普勒補(bǔ)償,相對(duì)于重采樣的多普勒補(bǔ)償方法,硬件變采樣補(bǔ)償?shù)膬?yōu)勢(shì)在于可實(shí)現(xiàn)信號(hào)采集與多普勒補(bǔ)償同步進(jìn)行,無需重構(gòu)信號(hào),實(shí)時(shí)性高。此外,DDS 提供的高精度分頻也使系統(tǒng)具備較高的補(bǔ)償精度。半實(shí)物仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了文中所提方案的有效性。

1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

1.1 DS-QDPSK 調(diào)制方式

采用的DS-QDPSK 調(diào)制方式中,直接序列擴(kuò)頻的調(diào)制方式具有強(qiáng)抗干擾能力和低檢測(cè)閾的優(yōu)勢(shì)[10]。擴(kuò)頻通信系統(tǒng)擴(kuò)展的頻帶越寬,在同等量級(jí)噪聲干擾時(shí)落入信息帶寬內(nèi)的干擾信號(hào)強(qiáng)度則會(huì)越小,其抗干擾能力因此越強(qiáng)。不僅如此,由于擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的信號(hào)頻譜被擴(kuò)展,擴(kuò)頻系統(tǒng)也具有一定的抗頻率選擇性衰落的能力。

考慮到LFM 信號(hào)在強(qiáng)多普勒效應(yīng)的影響下會(huì)存在與本地同步信號(hào)失配的情況,造成匹配濾波器輸出的相關(guān)峰出現(xiàn)峰值下降甚至發(fā)生分裂的現(xiàn)象,文中采用了具備多普勒不變性的HFM 信號(hào)作為導(dǎo)引信號(hào)及同步信號(hào)[11]。文中系統(tǒng)發(fā)射信號(hào)幀格式如圖1 所示,信號(hào)幀由導(dǎo)引信號(hào)、同步和信息序列三部分組成。導(dǎo)引信號(hào)部分包含了若干個(gè)HFM 信號(hào),以有效防止誤同步發(fā)生,確保接收信號(hào)同步捕獲的穩(wěn)定性;同步部分為1 個(gè)HFM 信號(hào),作為探針確定信息序列起始位置。信號(hào)調(diào)制所用載波的中心頻率為25 kHz,帶寬為5 kHz,采樣率為75 kHz。

圖1 發(fā)射信號(hào)幀格式Fig.1 Frame format of transmit signal

DS-QDPSK 調(diào)制解調(diào)的系統(tǒng)流程如圖2 所示。首先,將信源的原始二進(jìn)制信息序列先后進(jìn)行卷積編碼、交織以及差分編碼;隨后將編碼后的二進(jìn)制信息轉(zhuǎn)化為四進(jìn)制;偽隨機(jī)碼(pseudorandom noise,PN)發(fā)生器生成4 種不同的PN 序列,分別對(duì)應(yīng)四進(jìn)制中的0～3;最后,將四進(jìn)制信息映射成對(duì)應(yīng)的PN 序列,實(shí)現(xiàn)DS-QDPSK的多進(jìn)制擴(kuò)頻信息調(diào)制。

圖2 DS-QDPSK 系統(tǒng)流程Fig.2 System process of DS-QDPSK

在接收端,定位到接收信號(hào)信息序列位置后將之與本地PN 碼做相關(guān),用非相干解調(diào)的方式進(jìn)行解擴(kuò)。隨后將解得的原始信息序列依次進(jìn)行解差分、解交織和卷積譯碼,最終得到解調(diào)信息。

1.2 雙曲調(diào)頻信號(hào)

文中導(dǎo)引序列采用HFM 信號(hào),其時(shí)域表達(dá)式為

其中

式中:fh和fl分別為HFM 信號(hào)頻率的上下邊界T為HFM 信號(hào)的持續(xù)時(shí)間,因此t0和K均為常數(shù)。HFM 信號(hào)的瞬時(shí)頻率可用其相位對(duì)t求導(dǎo)后除以2 π來計(jì)算[12],即;

從HFM 信號(hào)瞬時(shí)頻率的表達(dá)式中可以看出其是一個(gè)雙曲函數(shù)。HFM 信號(hào)的頻譜圖如圖3所示。

圖3 HFM 信號(hào)時(shí)頻圖Fig.3 Time-frequency diagram of HFM signal

設(shè)多普勒因子為 α,則其接收信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式可以表示為

則其瞬時(shí)頻率為

與式(3)對(duì)比,可看出接收信號(hào)與發(fā)射信號(hào)的瞬時(shí)頻率之間的關(guān)系為

從上式可以看出,多普勒頻移后的HFM 信號(hào)的瞬時(shí)頻率相對(duì)于原信號(hào)只是在時(shí)域上有一個(gè)固定的偏移。這說明對(duì)HFM 信號(hào)而言,多普勒效應(yīng)只改變了接收端相關(guān)器輸出峰值的位置,且峰值位置的偏移與多普勒因子之間存在特定的解析關(guān)系。所以,HFM 信號(hào)具有多普勒不變性的優(yōu)勢(shì)。

1.3 多普勒估計(jì)與補(bǔ)償

1)多普勒估計(jì)

文中系統(tǒng)利用前導(dǎo)序列中的若干個(gè)導(dǎo)引信號(hào)做多普勒估計(jì)。在接收端,用本地同步信號(hào)與導(dǎo)引信號(hào)做相關(guān),尋找最強(qiáng)徑所對(duì)應(yīng)的相關(guān)峰位置,計(jì)算首尾相關(guān)峰之間的時(shí)間差即為接收信號(hào)首、尾導(dǎo)引信號(hào)間隔的時(shí)長(zhǎng),并結(jié)合原始信號(hào)中其間隔時(shí)長(zhǎng)可估計(jì)出多普勒因子為

式中:Toriginal為原始信號(hào)首、尾信號(hào)間隔的時(shí)長(zhǎng);Trecieve為接收信號(hào)首、尾導(dǎo)引信號(hào)間隔的時(shí)長(zhǎng)。

文中采用的多普勒估計(jì)算法的精度取決于導(dǎo)引信號(hào)的長(zhǎng)度。信號(hào)幀的導(dǎo)引信號(hào)中,每個(gè)HFM信號(hào)長(zhǎng)度為1 700 個(gè)采樣點(diǎn)(約22.7 ms),采樣間隔長(zhǎng)度為348 個(gè)采樣點(diǎn)(約4.6 ms),用于多普勒估計(jì)的導(dǎo)引信號(hào)長(zhǎng)度為18 432 個(gè)采樣點(diǎn)(約245.8 ms)。因此在多普勒估計(jì)過程中,對(duì)接收端導(dǎo)引信號(hào)的時(shí)長(zhǎng)測(cè)量每偏差一個(gè)采樣點(diǎn),得到的多普勒因子則會(huì)相差1/18 432,結(jié)合信號(hào)中心頻率(25 kHz)換算成多普勒頻移約為1.36 Hz,即文中多普勒估計(jì)算法的分辨率約為1.36 Hz。因此,按分辨率的一半粗略估計(jì),文中多普勒估計(jì)算法的估計(jì)精度在0.68 Hz 左右。

2)多普勒補(bǔ)償

由于多普勒效應(yīng)的影響,接收端信號(hào)會(huì)被壓縮(fd為正時(shí))或擴(kuò)展(fd為負(fù)時(shí)),接收信號(hào)的中心頻率變?yōu)?fc+fd)。在接收信號(hào)長(zhǎng)度壓縮(或擴(kuò)展)的情況下,若仍以發(fā)射采樣率fs對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行采樣,采集到接收信號(hào)的采樣點(diǎn)則會(huì)相對(duì)發(fā)射信號(hào)出現(xiàn)偏差,導(dǎo)致解調(diào)誤碼情況惡化。因此,若要還原原始信號(hào)的采樣點(diǎn)位置,可調(diào)整接收采樣率為

2 硬件設(shè)計(jì)

文中系統(tǒng)硬件基于STM32F407 核心處理單元以及DDS 變采樣模塊實(shí)現(xiàn)。具體地,采用DDS 芯片AD9954 來產(chǎn)生STM32F407 的外部時(shí)鐘信號(hào),采樣率fs與外部時(shí)鐘信號(hào)I2S_CLK的關(guān)系可以表示為

式中:I2S_CLK為外部時(shí)鐘的時(shí)鐘頻率;16 表示通道幀寬度為16 位;I2SDIV為I2S線性預(yù)分頻器的值,其取值范圍為2～255;ODD代表預(yù)分頻器的奇數(shù)因子,其取值為0 或1。根據(jù)上式可通過調(diào)整I2S_CLK、I2SDIV以及ODD的取值來實(shí)現(xiàn)采樣率的實(shí)時(shí)調(diào)整,文中為了使采樣率可調(diào)的取值范圍盡可能大,固定取I2SDIV=2,ODD=0,由此,式(9)中fs的表達(dá)式可簡(jiǎn)化為

式中,I2S_CLK取值為正整數(shù),所以由上式可得DDS 的分頻精度可達(dá)到10-3Hz。因此,DDS 變采樣方法的補(bǔ)償精度約在10-4Hz 的數(shù)量級(jí)。軟件重采樣多普勒補(bǔ)償?shù)姆椒ㄐ柰ㄟ^對(duì)采樣點(diǎn)數(shù)做近似處理來保證重采后信號(hào)的采樣點(diǎn)數(shù)為整數(shù)。經(jīng)計(jì)算,若以軟件重采樣的方法對(duì)文中信號(hào)做多普勒補(bǔ)償,其產(chǎn)生的補(bǔ)償誤差約在10-2Hz 的數(shù)量級(jí)。由此可見,所采用的DDS 變采樣在多普勒補(bǔ)償精度方面優(yōu)于軟件重采樣。

多普勒估計(jì)與補(bǔ)償?shù)牧鞒倘鐖D4 所示,接收端換能器上傳的接收信號(hào)在經(jīng)過前置濾波放大電路后進(jìn)入STM32F407 核心處理單元中,核心處理單元中的WM8978 芯片以75 k 的初始采樣率(即發(fā)射采樣率)完成對(duì)接收信號(hào)導(dǎo)引信號(hào)部分的數(shù)字信號(hào)采集,在定位到導(dǎo)引信號(hào)時(shí),根據(jù)式(7)估計(jì)出多普勒因子,并根據(jù)式(8)計(jì)算出所需調(diào)整的采樣率;然后,核心處理單元通過串口發(fā)送相應(yīng)的調(diào)頻指令給DDS 變采樣模塊,DDS 則會(huì)反饋相應(yīng)頻率的外部時(shí)鐘信號(hào)給核心處理單元,WM8978 芯片在此外部時(shí)鐘信號(hào)的控制下以調(diào)整后的采樣率對(duì)信號(hào)的剩余部分進(jìn)行采樣并解調(diào),由此實(shí)現(xiàn)了基于DDS 變采樣的多普勒補(bǔ)償。

圖4 多普勒估計(jì)與補(bǔ)償流程Fig.4 Doppler estimation and compensation process

3 半實(shí)物仿真實(shí)驗(yàn)

3.1 淺海信道模型

為了方便以半實(shí)物仿真的方式評(píng)估文中系統(tǒng)在淺海水聲信道下的抗多普勒能力,以廈門港海域?qū)崪y(cè)參數(shù)為參考,綜合多徑效應(yīng),多普勒頻移以及噪聲干擾的影響,設(shè)計(jì)了如圖5 所示的仿真水聲信道模型。

圖5 水聲信道仿真模型Fig.5 Simulation model of underwater acoustic channel

水聲多徑信道由BELLHOP 得到,如圖6 所示。該信道的聲速剖面數(shù)據(jù)來源于廈門港的聲速儀實(shí)測(cè)數(shù)據(jù),聲速在1 514～1 515 m/s 的范圍內(nèi)呈現(xiàn)一個(gè)微弱的正梯度。設(shè)海水深度為25 m,發(fā)射端與接收端相距1 km,收發(fā)換能器入水深度均為3 m。仿真多徑信道的單位沖激響應(yīng)如圖7 所示,可以看出,該信道有10 條到達(dá)徑,最大時(shí)延約為8 ms。

圖6 BELLHOP 多徑信道仿真Fig.6 Multipath channel simulation of BELLHOP

圖7 信道單位沖激響應(yīng)Fig.7 Impulse response of channel

3.2 半實(shí)物仿真實(shí)驗(yàn)流程

半實(shí)物仿真實(shí)驗(yàn)的流程如圖8 所示。1)將調(diào)制的發(fā)射信號(hào)輸入仿真水聲信道模型中生成該信道下的接收信號(hào);2)用NI-DAQ 數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊將接收信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào);3)將生成的接收信號(hào)輸至STM32F407 核心處理單元中,進(jìn)行多普勒估計(jì)和補(bǔ)償以及硬件解調(diào);4)通過串口在上位機(jī)界面顯示解調(diào)結(jié)果并進(jìn)行誤碼率的計(jì)算和實(shí)驗(yàn)結(jié)果的分析。

圖8 半實(shí)物仿真實(shí)驗(yàn)流程Fig.8 Flow of hardware-in-the-loop simulation experiment

3.3 半實(shí)物仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了評(píng)估系統(tǒng)在不同尺度多普勒頻移影響下的工作性能,實(shí)驗(yàn)通過對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行軟件重采樣的方法分別引入了10,20,30,40 和50 Hz 的多普勒頻移(依次對(duì)應(yīng)1.2,2.4,3.6,4.8 和6 kn 航速下的多普勒頻移)。最后,疊加-8∶4∶20 dB 信噪比的帶內(nèi)噪聲來模擬水聲信道中環(huán)境噪聲對(duì)系統(tǒng)性能的影響。

圖9 為在不同信噪比條件下,硬件對(duì)人工引入不同尺度多普勒頻移信號(hào)的多普勒估計(jì)結(jié)果?？梢钥闯?當(dāng)信噪比大于0 dB 時(shí),各尺度多普勒估計(jì)值分別為50.18,40.69,29.84,20.35 和10.85 Hz,均達(dá)到了當(dāng)前估計(jì)精度下最精準(zhǔn)的結(jié)果;在信噪比低于0 dB 時(shí),除了10 Hz 和20 Hz 中多普勒估計(jì)結(jié)果出現(xiàn)了少許的誤差之外(-4 和0 dB 時(shí)10 Hz的多普勒估計(jì)結(jié)果為13.56 Hz,-4 dB 時(shí)20 Hz 的多普勒估計(jì)結(jié)果為18.99 Hz),其他尺度多普勒的估計(jì)值仍取得了理想的結(jié)果。

圖9 多普勒估計(jì)結(jié)果Fig.9 Doppler estimation results

需要指出,10 Hz 和20 Hz 在低信噪比條件下多普勒估計(jì)中出現(xiàn)的誤差可能是以下2 個(gè)因素共同作用的結(jié)果。首先,實(shí)驗(yàn)中通過軟件重采樣來仿真多普勒頻移,由于重采樣后信號(hào)的采樣點(diǎn)數(shù)需為整數(shù),因此在重采樣過程中做了近似處理,其中引入10 Hz 和20 Hz 多普勒的過程中存在相對(duì)更大的誤差;其次,硬件信號(hào)采集的過程中也會(huì)存在系統(tǒng)誤差,無法做到與原信號(hào)采樣值完全一致,尤其在低信噪比的情況下由此產(chǎn)生估計(jì)誤差的可能性更大。

圖10 為半實(shí)物仿真的誤比特率(bit error rate,BER)結(jié)果?？梢钥闯?在不同尺度多普勒頻移影響下的誤碼率曲線均隨信噪比的增強(qiáng)而逐漸下降。在0 dB 信噪比時(shí),50 Hz 以內(nèi)各尺度多普勒仿真信號(hào)的解調(diào)誤碼率均達(dá)到了10-2量級(jí)及以下;在4 dB 信噪比時(shí),誤碼率均降至10-3量級(jí)及以下;在信噪比大于4 dB時(shí),基本實(shí)現(xiàn)了零誤碼?？傮w而言,文中提出的基于DDS 變采樣的多普勒補(bǔ)償方案在半實(shí)物仿真實(shí)驗(yàn)中取得了較為理想的結(jié)果,在中高信噪比和一定范圍多普勒的條件下可滿足水下移動(dòng)平臺(tái)之間的穩(wěn)定通信。

圖10 半實(shí)物仿真誤比特率結(jié)果Fig.10 Bit error rate results of hardware-in-the-loop simulation

4 結(jié)束語

針對(duì)水下特戰(zhàn)領(lǐng)域小型水下無人平臺(tái)移動(dòng)水聲通信中強(qiáng)多徑、快變多普勒及低信噪比對(duì)可靠水聲通信造成的挑戰(zhàn),結(jié)合HFM 前導(dǎo)序列、直接擴(kuò)頻序列調(diào)制和差分編碼等方式,采用基于DDS變采樣的多普勒補(bǔ)償方案,該方案在低復(fù)雜度硬件實(shí)現(xiàn)的同時(shí),可實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)多普勒估計(jì)與補(bǔ)償?shù)墓δ堋?/p>

半實(shí)物仿真結(jié)果表明,在較低信噪比以及多徑條件下,文中提出的基于DDS 變采樣的多普勒補(bǔ)償方案可實(shí)現(xiàn)對(duì)多普勒頻移的精準(zhǔn)估計(jì),有效改善了50 Hz 以內(nèi)多普勒影響下的系統(tǒng)通信性能,可保障6 kn 以內(nèi)航速的水下移動(dòng)平臺(tái)與控制基站之間的穩(wěn)定通信。需要指出,文中所提多普勒補(bǔ)償方案現(xiàn)階段針對(duì)信號(hào)幀范圍內(nèi)進(jìn)行整體的多普勒估計(jì)與補(bǔ)償,在后續(xù)工作中將對(duì)幀內(nèi)小范圍精細(xì)多普勒估計(jì)與補(bǔ)償開展進(jìn)一步的研究。