基于模式項散射的吸波結(jié)構(gòu)

郭 晨

(中國西南電子技術(shù)研究所，四川 成都 610036)

隨著各種新型探測系統(tǒng)和精確制導武器的相繼問世，隱身技術(shù)在軍事領(lǐng)域中的重要性與日俱增。各類隱身平臺通過結(jié)構(gòu)修形、雷達吸波材料/結(jié)構(gòu)等隱身技術(shù)，使其自身的雷達散射截面(Radar Cross Section，RCS)降低到了一定的量級。隱身平臺上的各類天線逐漸成為平臺的主要散射源，吸波材料及吸波結(jié)構(gòu)是縮減目標RCS 的重要技術(shù)手段[1]，近年來受到了越來越多學者的關(guān)注[2-3]，并逐漸用于天線RCS 縮減設計之中。

隱身平臺天線作為電磁波發(fā)射和接收的裝置，其輻射性能需先滿足各功能的要求，在此基礎(chǔ)上對天線采取的雷達隱身手段才有意義。傳統(tǒng)的磁性吸波材料，對天線的輻射性能影響較大[4]，因此在實際應用中，更多地應用于機身蒙皮表面及天線的弱輻射區(qū)域，較少直接用于微帶天線/微帶天線陣列的RCS 縮減。傳統(tǒng)的磁性吸波材料大多是基于Salisbury 吸收屏原理設計的，該吸收屏是一種諧振式的窄帶吸收體，該類材料是在金屬地前方四分之一波長處放置一個電阻層構(gòu)成的[5]。該類材料會增加天線剖面高度，多數(shù)情況下，在天線結(jié)構(gòu)中引入該類吸波材料帶來的收益甚至不能彌補增加剖面高度帶來的雷達隱身性能的惡化。

超材料(Metamaterial，MTM)是一種具有奇異電磁特性的新型復合媒質(zhì)，包括左手材料(Left-Handed Material，LHM)、電磁帶隙結(jié)構(gòu)(Electromagnetic Band Gap，EBG)、人 工 磁 導 體 (Artificial Magnetic Conductor，AMC)等。利用MTM 的奇特電磁特性可以設計多種雷達吸波結(jié)構(gòu)[6]。例如，通過調(diào)控MTM結(jié)構(gòu)單元等效媒質(zhì)參數(shù)，可以制備出對電磁波近100%吸收率的完美吸波體(Perfect Metamaterial Absorber，PMA)[7];利用AMC 和理想電導體(Perfect Electric Conduct，PEC)反射電磁波相位相差180°的特點，令AMC 和PEC 成棋盤式布局可以將垂直入射電磁波的最大散射方向有效地調(diào)節(jié)到反射面的對角線方向，使目標的RCS 顯著降低[8-9];基于超材料，在THz 頻段實現(xiàn)寬帶吸波特性[10-11]。然而，以上基于超材料特性設計的吸波結(jié)構(gòu)具有圖案復雜、占空比高、吸收頻段窄或吸波作用頻段偏離傳統(tǒng)雷達工作頻段的特點。若將該類吸波結(jié)構(gòu)與微帶天線/微帶天線陣列進行一體化設計，在吸收結(jié)構(gòu)的吸收頻段有一定的RCS 縮減作用，但吸波結(jié)構(gòu)的布置會增加微帶天線/微帶天線陣列的尺寸，增大微帶天線/微帶天線陣列的結(jié)構(gòu)項RCS，從而使得天線在更寬頻段的RCS 受到惡化影響。

本文從天線模式項散射出發(fā)，分析了基于天線模式項散射的吸波結(jié)構(gòu)的原理，針對微帶天線/微帶天線陣列，提出基于天線模式項散射的吸波結(jié)構(gòu)的設計及應用方法，在不影響天線輻射性能的基礎(chǔ)上，實現(xiàn)了天線/天線陣列RCS 的有效縮減。

1 天線結(jié)構(gòu)項、模式項散射分析

天線的RCS 由其結(jié)構(gòu)項RCS(σs)及模式項RCS(σa)兩部分組成，其表達式如式(1)所示，其中ψ表示天線結(jié)構(gòu)項及模式項散射場之間的相位差[9]。

通過天線加載開路短路負載的方法[10]對天線結(jié)構(gòu)項散射場和模式項散射場進行分離，可得到天線結(jié)構(gòu)項散射場()和模式項散射()表達式分別如式(2)和(3)[11]:

式中:(∞)為天線在開路情況下的散射總場;(0)為短路情況下的散射總場;Γl=(Zl-Zc)/(Zl+Zc) 為負載反射系統(tǒng);Γa=(Za-Zc)/(Za+Zc) 為天線反射系數(shù)(其中，Zl為負載阻抗;Za為天線輸入阻抗;Zc為天線饋電傳輸線特性阻抗)。當天線端口接任意負載Zl時的天線散射總場，可以表示為式(4):

2 基于模式項散射縮減帶外RCS 的原理

2.1 天線帶外模式項散射、結(jié)構(gòu)項散射分析

為了驗證上述推論，以工作中心頻率在10 GHz 的垂直極化微帶天線為例，天線仿真模型如圖1 所示，貼片尺寸為9 mm×8.5 mm，接地板尺寸為27.2 mm×23.1 mm，同軸線背向饋電，饋電點距地板中心下方2.5 mm，介質(zhì)板厚2.032 mm，相對介電常數(shù)為2.2。

圖1 微帶天線仿真模型Fig.1 Feko simulated model of a microstrip antenna

分別計算5 GHz 頻率時，天線短路情況和開路情況下的RCS(垂直極化平面波入射，入射角度:θ=90°，-90°≤φ≤90°)，如圖2 所示。以上兩種情形的RCS 曲線重合，可驗證在工作帶外，天線短路狀態(tài)的散射總場等于開路狀態(tài)下的散射總場，即(0)(∞) 。

圖2 頻率為5 GHz 時，天線開路和短路情況下的RCS 仿真曲線Fig.2 Simulated RCS curves of the antenna on short-circuited and open-circuited mode at 5 GHz

圖3 頻率為5 GHz 時，天線匹配、開路、短路狀態(tài)RCS 及接地板RCS 對比曲線Fig.3 Simulated RCS curves of the antenna on load-matched，short-circuited and open-circuited mode，compared to the background of the antenna at 5 GHz

2.2 天線帶外RCS 縮減分析

在工作中心頻率為10 GHz 的微帶天線2×2 元陣引入工作中心頻率為5 GHz 的微帶天線，如圖4 所示。上述結(jié)構(gòu)變化幾乎不會改變2×2 元陣在5 GHz 頻率的結(jié)構(gòu)項散射場(結(jié)構(gòu)項主要貢獻仍然是接地板)，當天線單元端口加載任意阻抗值Zl時，引入天線單元的模式項散射場，圖4 結(jié)構(gòu)的散射總場可寫成下式:

圖4 2×2 元陣(工作于10 GHz)中放置天線單元(工作于5 GHz)示意圖Fig.4 Schematic diagram of an antenna(worked at 5 GHz) on the center of a 2×2 array(worked at 10 GHz)

當工作中心頻率為5 GHz 的天線端口加載合適的阻抗值時，該單元的模式項散射場可在5 GHz 頻率與2×2 元陣結(jié)構(gòu)項散射場對消，從而實現(xiàn)對2×2 元陣帶外RCS 的縮減。Zl阻值滿足以下條件，應能達到理想的最優(yōu)對消效果。

需要說明的是式(7)針對不同頻率和入射角度會得到不同的最優(yōu)阻抗值。但是，式(7)計算復雜，并且滿足式(7)的Zl阻值通常是復數(shù)，如按最優(yōu)值設計，吸波結(jié)構(gòu)需要引入電容或電感的加載，會增加吸波結(jié)構(gòu)的設計復雜度。因此，需要進一步簡化Zl阻值的優(yōu)化設計過程。

根據(jù)2.1 節(jié)推論，微帶天線結(jié)構(gòu)項RCS 的主要貢獻為接地板，天線單元結(jié)構(gòu)項散射場等于2×2 元陣結(jié)構(gòu)項散射場。上述問題可簡化為天線單元自身結(jié)構(gòu)項散射與模式項散射的對消。當負載Zl=Za時，天線單元處于匹配狀態(tài)可達到較優(yōu)的對消效果[12]，此時Γl=Γa，圖4 結(jié)構(gòu)的散射總場如式(8)所示。

為避免引入電容、電感，需將天線輸入阻抗Za優(yōu)化為常數(shù)。

3 吸波結(jié)構(gòu)設計方法和仿真結(jié)果

為了減小吸波結(jié)構(gòu)對微帶天線/天線陣列電性能的影響，選用結(jié)構(gòu)簡單、占空比小的線天線形式來設計吸波結(jié)構(gòu)。

在微帶2×2 元陣中心加入吸波結(jié)構(gòu)，結(jié)構(gòu)示意圖如圖5 所示，吸波結(jié)構(gòu)線寬為0.2 mm，優(yōu)化吸波結(jié)構(gòu)長度為22 mm，使得吸波結(jié)構(gòu)端口在5 GHz 頻率的阻抗虛部為0，并在端口處加載36 Ω 的匹配負載，實現(xiàn)較優(yōu)匹配。通過仿真對比2×2 元陣加載吸波結(jié)構(gòu)前后的RCS。

圖5 2×2 元陣加載吸波結(jié)構(gòu)示意圖Fig.5 Schematic diagram of the 2×2 array loaded with the absorbing structure

圖6 為2×2 元陣加載吸波結(jié)構(gòu)前后的RCS 仿真對比曲線(垂直極化平面波入射，入射角度:θ=90°，-90°≤φ≤90°)，其中吸波結(jié)構(gòu)分別加載36，100 和200 Ω 阻值的匹配負載?？梢钥闯?，在微帶天線2×2元陣加載針對5 GHz 頻率設計的吸波結(jié)構(gòu)后，加載阻值處于較優(yōu)匹配狀態(tài)，天線陣列法向RCS 大概有8 dB左右縮減效果;加載阻值為100 Ω 時，天線陣列法向RCS 有1 dB 左右縮減效果;而加載阻值進一步變大到200 Ω 時，天線陣列法向RCS 幾乎沒有變化。在同一頻率下，吸波結(jié)構(gòu)加載不同阻值匹配負載時，因模式項散射場差異使得對消效果不同，導致對天線陣列RCS 縮減效果存在差異。

圖6 5 GHz 頻率下，2×2 元陣加載吸波結(jié)構(gòu)前后RCS 對比Fig.6 The effection of the absorbing structure on the RCS of the 2×2 array at 5 GHz

圖7 為吸波結(jié)構(gòu)保持36 Ω 阻抗匹配時，2×2 元陣在4 GHz 和6 GHz 頻率下，加載吸波結(jié)構(gòu)前后的RCS仿真對比曲線?？梢钥闯觯槍? GHz 設計的吸波結(jié)構(gòu)在4 GHz 和6 GHz 基本沒有縮減RCS 的效果。說明在不同頻率，吸波結(jié)構(gòu)的模式項散射可達到對消效果所需的匹配阻值不同。

圖7 4 GHz 和6 GHz 頻率下，2×2 元陣加載吸波結(jié)構(gòu)前后RCS 對比Fig.7 The effection of the absorbing structure on the RCS of the 2×2 array at 4 GHz and 6 GHz

圖8 為2×2 元陣加載吸波結(jié)構(gòu)前后的增益仿真對比曲線(θ=90°，-90°≤φ≤90°)，可看出吸波結(jié)構(gòu)對天線陣列的輻射性能沒有影響。

圖8 2×2 元陣加載吸波結(jié)構(gòu)前后增益對比Fig.8 The effection of the absorbing structure on the gain of the 2×2 array

4 應用實例

在Ka 頻段天線陣列加載基于模式項散射的吸波結(jié)構(gòu)，結(jié)構(gòu)示意如圖9 所示。金屬臂與仿真示例相比，在橫向進行了延伸，該設計是為了增加吸波結(jié)構(gòu)電長度，使其更易在X 頻段實現(xiàn)阻抗虛部為0 的特性。通過在金屬臂中間接焊0.2 mm×0.2 mm 尺寸的表貼電阻，表貼電阻阻值可選范圍較廣，容易與對消效果較優(yōu)的阻抗值相匹配。

圖9 Ka 頻段天線陣列加載吸波結(jié)構(gòu)示意圖Fig.9 Schematic diagram of a Ka band array loaded with the absorbing structure

經(jīng)過RCS 暗室測試驗證，測試Ka 天線陣列加載吸波結(jié)構(gòu)前后的RCS，在X 頻段的RCS 測試結(jié)果如圖10 所示，天線陣列法向RCS 帶來6 dB 左右縮減效果(垂直極化平面波入射，入射角度:θ=90°，-90°≤φ≤90°)。與仿真示例縮減效果的差異，主要在于吸波結(jié)構(gòu)的模式項散射大小不一致，能達到的縮減效果會有區(qū)別。

圖10 Ka 頻段天線陣列加載吸波結(jié)構(gòu)RCS 測試曲線Fig.10 The RCS test curves of a Ka band array loaded with the absorbing structure

5 結(jié)論

本文對天線的帶外結(jié)構(gòu)項散射和模式項散射進行了分析。并針對微帶天線/陣列，提出了一種基于模式項散射的吸波結(jié)構(gòu)，將吸波結(jié)構(gòu)的模式項散射與微帶天線/陣列的帶外結(jié)構(gòu)項散射進行對消，達到天線RCS縮減的作用。通過仿真分析，驗證了基于模式項散射的吸波結(jié)構(gòu)既不影響微帶天線/陣列的輻射性能，還具有較好帶外RCS 縮減效果的特性。同時，本文給出某Ka 頻段天線陣列加載基于模式項散射的吸波結(jié)構(gòu)的實物測試結(jié)果，該結(jié)構(gòu)在X 頻段帶來6 dB 左右縮減效果。本文的工作對天線RCS 縮減設計提供了新的思路。