基于混合多層介質(zhì)的E 波段微帶-波導(dǎo)過(guò)渡設(shè)計(jì)

徐文博,陳振華,張 恒

(1.南京信息工程大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院,江蘇南京 210044;2.南京航天工業(yè)科技有限公司,江蘇 南京 210044)

基于單層介質(zhì)基片的微帶-波導(dǎo)(M2W)過(guò)渡轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)經(jīng)過(guò)數(shù)十年的發(fā)展已經(jīng)很成熟[1]。然而,受限于實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景,目前基于混合多層介質(zhì)(MMS)的微帶-波導(dǎo)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的報(bào)道相對(duì)較少。近年來(lái),受智慧交通、智能駕駛、周界雷達(dá)等應(yīng)用市場(chǎng)的驅(qū)動(dòng),多種基于硅鍺(SiGe)工藝的毫米波單片雷達(dá)射頻收發(fā)器甚至片上雷達(dá)系統(tǒng)已被半導(dǎo)體制造商相繼投放市場(chǎng)[2-4]。與基于砷化鎵(GaAs)材質(zhì)的競(jìng)品相比,基于SiGe 的集成芯片在數(shù)模混合的集成度及性價(jià)比方面顯示出巨大的優(yōu)勢(shì)。由于毫米波SiGe 芯片往往采用高密度的球柵陣列(BGA)封裝,所以通常采用MMS 作為SiGe 芯片與其他芯片器件的集成載體,以容納大量的數(shù)字及模擬信號(hào)線。并通過(guò)MMS 頂層的微帶線,實(shí)現(xiàn)SiGe芯片射頻端口與其他表面貼裝器件或微帶天線之間的相互級(jí)聯(lián),這也是目前市場(chǎng)上大多數(shù)此類雷達(dá)產(chǎn)品的形態(tài)。然而,在某些特定的應(yīng)用場(chǎng)景中,需要采用具有波導(dǎo)接口的天線,從而需要SiGe 集成芯片的射頻端口能夠從MMS 上的微帶線形式轉(zhuǎn)換為波導(dǎo)接口,以便與天線互聯(lián)。因此,實(shí)現(xiàn)基于混合多層介質(zhì)的微帶線到波導(dǎo)接口之間的低損耗過(guò)渡成為必須解決的問(wèn)題。

Buoli 等[5]介紹了FR4 多層印刷電路板(PCB)的M2W 垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu),在25～40 GHz 頻段上,插入損耗約為1 dB,但需要在多層介質(zhì)中插入厚金屬板,這通常不能由常規(guī)的MMS 工藝實(shí)現(xiàn)。Hirono 等[6]報(bào)道了中心頻率為77 GHz 的垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu),當(dāng)回波損耗為20 dB、插入損耗為0.8 dB 時(shí),可實(shí)現(xiàn)9%的百分比帶寬。這種結(jié)構(gòu)中,射頻信號(hào)線布置在多層介質(zhì)的中間層,而不是頂層,因此更適合低溫共燒陶瓷(LTCC)工藝,該工藝通常將多芯片內(nèi)置于介質(zhì)基片的中間層,以實(shí)現(xiàn)高密度三維集成封裝。Dong 等[7]所報(bào)道的結(jié)構(gòu)也是中間層帶線與波導(dǎo)的同向過(guò)渡轉(zhuǎn)接。Tasi 等[8]和Hosono 等[9]分別介紹了中心頻率為77 GHz 和60 GHz的兩個(gè)垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu),在這兩個(gè)結(jié)構(gòu)中,與波導(dǎo)截面重合的基片耦合區(qū)中的介質(zhì)被完全保留,而介質(zhì)加載通常會(huì)導(dǎo)致額外的損耗。另外,因?yàn)榻橘|(zhì)存在于基片耦合區(qū)中,則介質(zhì)材料特性參數(shù)一旦偏離設(shè)計(jì)值,會(huì)對(duì)整個(gè)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的性能產(chǎn)生不利影響。Hugler 等[10]報(bào)道了120 GHz 頻段基于MMS 的差分微帶線到波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換,在30 GHz 的工作帶寬上實(shí)現(xiàn)了小于1.8 dB 的插入損耗,但這種結(jié)構(gòu)僅適用于同向的微帶到波導(dǎo)轉(zhuǎn)換,不適用于垂直過(guò)渡的情況。

本文提出了一種適用于混合多層介質(zhì)的微帶線到波導(dǎo)的垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu),將耦合探針作為獨(dú)立的結(jié)構(gòu)與多層介質(zhì)相分離,從而使得多層介質(zhì)中與波導(dǎo)截面重合的耦合區(qū)域內(nèi)的介質(zhì)可以完全去除,以降低損耗。獨(dú)立的耦合探針通過(guò)波導(dǎo)結(jié)構(gòu)件與多層介質(zhì)緊密壓接,不需要焊接即可實(shí)現(xiàn)信號(hào)耦合傳輸。測(cè)試表明,整個(gè)過(guò)渡結(jié)構(gòu)采用常規(guī)PCB 工藝即可滿足,具有良好的性能及較強(qiáng)的工程可實(shí)現(xiàn)性。

1 垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)

1.1 結(jié)構(gòu)及原理

本文設(shè)計(jì)中所采用的混合多層介質(zhì)由三層芯料介質(zhì)(一層RO4350B、兩層FR4) 和兩層半固化片(RO4003)組成,其疊層結(jié)構(gòu)和每層介質(zhì)的厚度如圖1所示,金屬層一共6 層(M1～M6),均為35 μm 厚的銅箔。MMS 的金屬層越多,意味著擁有更多的電路可布線層數(shù),可以適配集成度更高、引腳數(shù)更多、功能更復(fù)雜的BGA 封裝芯片。另外,擁有更多的電路層數(shù),布線更為靈活,不同類型信號(hào)線之間可以實(shí)現(xiàn)更好的屏蔽、隔離,擁有更強(qiáng)的電磁兼容性能。BGA 封裝的SOC 芯片及其他元器件表貼安裝于M1 層,E 波段信號(hào)沿M1、M2 所構(gòu)成的微帶線系統(tǒng)傳輸,以減少高頻信號(hào)在不同層之間流轉(zhuǎn)所導(dǎo)致的額外傳輸損耗。其他金屬層(M3～M6)可用于電源、數(shù)字信號(hào)、低頻模擬信號(hào)等布線。

圖1 混合多層介質(zhì)疊層示意圖Fig.1 Structural diagram of mixed multilayer substrates

M1～M6 之間所有與矩形波導(dǎo)截面重疊的區(qū)域內(nèi)的金屬及介質(zhì)層通過(guò)常規(guī)PCB 銑削工藝全部去除,形成空氣填充的介質(zhì)腔耦合區(qū)域,并由金屬底板為E 波段高頻信號(hào)提供短路面。耦合探針基于0.168 mm 厚的RO4350B 基片設(shè)計(jì),完成微帶線傳輸信號(hào)和波導(dǎo)傳輸信號(hào)之間的耦合轉(zhuǎn)換。

基于圖1 所示的疊層結(jié)構(gòu)提出的混合多層介質(zhì)微帶到WR12 波導(dǎo)過(guò)渡結(jié)構(gòu)如圖2 和圖3 所示。單基片耦合探針(I)采取倒扣方式與混合多層介質(zhì)(II)相互貼合,使得耦合探針的微帶線與多層介質(zhì)的微帶線緊密接觸。多層介質(zhì)板安裝于金屬背板(III)上,金屬背板(IV)在承載多層介質(zhì)的同時(shí),還為波導(dǎo)腔提供金屬短路面。WR12 金屬波導(dǎo)腔(IV)壓接在耦合探針介質(zhì)基片上。上述各結(jié)構(gòu)之間通過(guò)導(dǎo)向銷進(jìn)行精確對(duì)位,確保耦合探針、空氣耦合腔和波導(dǎo)腔的結(jié)構(gòu)配合精度滿足設(shè)計(jì)要求。

圖2 6 層MMS 到WR12 波導(dǎo)垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Structural diagram of vertical transition structure of 6-layer MMS to WR12 waveguide

圖3 組成過(guò)渡結(jié)構(gòu)的各個(gè)獨(dú)立部分的結(jié)構(gòu)細(xì)節(jié)。(a)耦合探針;(b)混合多層介質(zhì);(c)金屬背板Fig.3 Structural details of each independent part of the transition structure.(a) Coupling probe;(b) Mixed multilayer substrate;(c) Metal backplane

為了將沿微帶線傳輸?shù)臏?zhǔn)TEM 模信號(hào)轉(zhuǎn)換為沿波導(dǎo)傳輸?shù)腡E10 模,基于單層RO4350B 介質(zhì)設(shè)計(jì)了徑向線耦合探針,如圖3(a)所示。在RO4350B 基片的正反面,以與WR12 截面相同的尺寸蝕刻兩個(gè)無(wú)金屬空白區(qū)域。在基片反面的波導(dǎo)耦合區(qū)域,保留徑向線探針結(jié)構(gòu),探針半徑為s,張角為φ,并與長(zhǎng)度為l的微帶線級(jí)聯(lián)。該探針結(jié)構(gòu)因?yàn)榕cMMS 在結(jié)構(gòu)上相互獨(dú)立,因此可以被視為一個(gè)分立元件,可以倒扣連接到MMS 的頂層,探針微帶線與MMS 的微帶線緊密壓接,不需要通過(guò)焊接即可實(shí)現(xiàn)良好的電接觸,進(jìn)一步簡(jiǎn)化了裝配工藝。

如圖3(b)所示,多層介質(zhì)與金屬波導(dǎo)截面重疊的部分全部去除,在介質(zhì)中形成空氣填充的耦合腔,耦合腔尺寸與標(biāo)準(zhǔn)WR12 波導(dǎo)接口尺寸一致(a=3.1 mm,b=1.55 mm)。耦合腔周圍密布直徑0.3 mm 的金屬化貫穿孔,以形成等效于金屬波導(dǎo)內(nèi)壁的信號(hào)屏蔽效果。

圖3(c)顯示了金屬底板上的波導(dǎo)短路面結(jié)構(gòu)。通常,短路面與耦合探針之間的距離為λg/4(λg是中心頻率對(duì)應(yīng)的波長(zhǎng))。根據(jù)混合多層介質(zhì)總厚度t和λg/4之間的差異,短路面會(huì)在金屬背板上呈現(xiàn)凹面或凸面狀態(tài),可以通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)CNC 工藝方便地實(shí)現(xiàn)。如果短路面需以凸臺(tái)形式實(shí)現(xiàn),則凸臺(tái)的尺寸(a′、b′、R′)相比波導(dǎo)截面(a、b、R)應(yīng)保持一定的負(fù)公差,以嵌入MMS 的空氣腔中。

1.2 設(shè)計(jì)與分析

在本文所設(shè)計(jì)的過(guò)渡結(jié)構(gòu)中,從波導(dǎo)到微帶的能量耦合原理類似于傳統(tǒng)的同軸探頭到波導(dǎo)的過(guò)渡[11-13]。圖2 和圖3 給出了過(guò)渡結(jié)構(gòu)中的主要結(jié)構(gòu)參數(shù),通過(guò)適當(dāng)調(diào)整背板短路面的高度(l′)和耦合探針的形狀(s,φ),可以對(duì)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的回波損耗和插入損耗進(jìn)行優(yōu)化,優(yōu)化后的結(jié)構(gòu)參數(shù)值在表1 中給出,相應(yīng)的仿真S參數(shù)如圖4 所示,可見(jiàn)在75～85 GHz 的頻率范圍內(nèi),實(shí)現(xiàn)了優(yōu)于17 dB 的回波損耗,而插入損耗小于0.5 dB。

圖4 過(guò)渡結(jié)構(gòu)仿真S 參數(shù)(1,2 端口的定義見(jiàn)圖2)Fig.4 Simulation S parameters of proposed transition structure (the definition of port 1 and 2 can be found in Fig.2)

表1 過(guò)渡結(jié)構(gòu)的參數(shù)優(yōu)化值Tab.1 Optimized structural parameter of designed transition

在混合多層介質(zhì)的工藝實(shí)現(xiàn)過(guò)程中,每層介質(zhì)的厚度和相對(duì)介電常數(shù)(εr)通常會(huì)與設(shè)計(jì)值產(chǎn)生一定的偏離,這往往是造成微波電路性能惡化的主要原因之一。在本設(shè)計(jì)中,由于使用了獨(dú)立的耦合探針結(jié)構(gòu),同時(shí)對(duì)多層介質(zhì)中耦合腔區(qū)域內(nèi)的介質(zhì)進(jìn)行了移除,大大降低了介質(zhì)加載對(duì)性能的影響,使得過(guò)渡結(jié)構(gòu)的性能對(duì)各層介質(zhì)的εr變化不敏感,而僅受混合多層介質(zhì)總厚度(t)變化的影響。t的變化主要影響耦合探針到短路面的距離,最終對(duì)過(guò)渡結(jié)構(gòu)工作帶寬內(nèi)的中心頻率會(huì)造成偏移,而這種偏移可以通過(guò)金屬背板上凸臺(tái)或凹槽的高度l′進(jìn)行補(bǔ)償。

圖5 為過(guò)渡結(jié)構(gòu)的S11參數(shù)隨金屬背板上充當(dāng)短路面的凸臺(tái)高度l′變化的仿真曲線。從中可以看出,如果在工藝實(shí)現(xiàn)后,混合多層介質(zhì)的總厚度偏離設(shè)計(jì)值,可以通過(guò)調(diào)整參數(shù)l′對(duì)工作頻段進(jìn)行補(bǔ)償。這樣在不改變?cè)卸鄬咏橘|(zhì)板和單層探針的前提下,只需要調(diào)整短路面凸臺(tái)的高度,即可以較小的代價(jià)對(duì)整個(gè)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的性能進(jìn)行修正。

圖5 S11隨金屬背板凸臺(tái)高度l′變化的仿真曲線Fig.5 Simulation results of S11 changing with the parameter l′ of metal back plate

2 實(shí)驗(yàn)樣品與測(cè)試

考慮到測(cè)量所用儀器為波導(dǎo)接口,為了對(duì)所設(shè)計(jì)的過(guò)渡結(jié)構(gòu)的實(shí)際性能進(jìn)行測(cè)試,制作了兩端均為波導(dǎo)口的背靠背的實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)構(gòu),如圖6 (a)所示。

圖6 (a)組裝好的背靠背測(cè)試結(jié)構(gòu)(L=40 mm,移除部分波導(dǎo)以顯示內(nèi)部結(jié)構(gòu));(b) 多層混合介質(zhì)板中的空氣耦合腔;(c)單基片耦合探針的正反面視圖Fig.6 (a)Assembled back-to-back test structure (L=40 mm,part of the waveguides is removed to show the internal structure);(b) Air coupling cavity in MMS;(c) Front and back views of single-substrate-based coupling probe

兩個(gè)波導(dǎo)耦合探針之間使用直微帶線連接,因?yàn)樵贓 波段,直微帶線會(huì)導(dǎo)致較大的傳輸損耗,為更準(zhǔn)確地表征單個(gè)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的性能,需要將中間互聯(lián)微帶線的損耗去除,為此制作了兩個(gè)具有不同直微帶線長(zhǎng)度L的背靠背實(shí)驗(yàn)樣品,L分別為20 mm 和40 mm,以便在實(shí)驗(yàn)時(shí)通過(guò)對(duì)比,以測(cè)定單位長(zhǎng)度微帶線的損耗,進(jìn)而從背靠背結(jié)構(gòu)中扣除直微帶線的損耗。圖6(b)、(c)分別為混合多層介質(zhì)和分立耦合探針的局部視圖。金屬背板和波導(dǎo)結(jié)構(gòu)采用鋁鍍銀材質(zhì)制作,各個(gè)結(jié)構(gòu)之間使用螺釘鎖緊的方式實(shí)現(xiàn)緊密的接觸。

實(shí)驗(yàn)測(cè)試裝置如圖7 所示,使用Keysight 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀N5264A 和OML V10VNA2-T/R 頻率擴(kuò)展模塊對(duì)背靠背結(jié)構(gòu)的S參數(shù)進(jìn)行測(cè)量。這套實(shí)驗(yàn)裝置的測(cè)量范圍為75～110 GHz,測(cè)試端口為WR10 波導(dǎo)口。而待測(cè)件的端口為WR12 波導(dǎo)口,這在測(cè)試中會(huì)引入一定程度的端口失配,但根據(jù)經(jīng)驗(yàn),對(duì)整個(gè)性能不會(huì)產(chǎn)生顛覆性的影響,所以可以用于實(shí)驗(yàn)測(cè)試。另外,為便于連接儀器和被測(cè)件,測(cè)試裝置中包含了兩個(gè)90°彎波導(dǎo)。

圖7 背靠背過(guò)渡結(jié)構(gòu)的矢網(wǎng)測(cè)試裝置Fig.7 Test setup of back-to-back transition structure using vector net analyzer

3 結(jié)果分析

圖7 所示的整個(gè)測(cè)試件的測(cè)試結(jié)果及背靠背結(jié)構(gòu)的仿真曲線如圖8 所示,可以看到在75～85 GHz 頻率范圍內(nèi),整個(gè)測(cè)試件的回波損耗在13～25 dB 之間,與仿真結(jié)果相比稍有惡化,這除了被測(cè)件自身性能的影響之外,還包含前述測(cè)試裝置的WR10 端口與被測(cè)件WR12 端口之間的不連續(xù)性對(duì)回波損耗造成的影響。但從工程實(shí)踐的角度來(lái)講,整個(gè)工作頻段內(nèi)13 dB 的回波損耗的性能是完全能夠滿足需要的。

圖8 整個(gè)測(cè)試件的實(shí)測(cè)與背靠背結(jié)構(gòu)(L=40 mm)仿真S 參數(shù)曲線對(duì)比Fig.8 Comparison between measured and simulated S parameter curves of B2B structure (L=40 mm)

整個(gè)測(cè)試件的總的插入損耗測(cè)試值約為5 dB,而仿真的背靠背過(guò)渡結(jié)構(gòu)的插入損耗只有2 dB,實(shí)測(cè)結(jié)果惡化了3 dB。經(jīng)過(guò)分析,這增加的3 dB 插入損耗包含了仿真無(wú)法完全體現(xiàn)的額外導(dǎo)體損耗,還有附加的兩個(gè)90°彎波導(dǎo)的損耗。

在77 GHz 頻段,長(zhǎng)微帶線的損耗已不容忽視,為了評(píng)估單個(gè)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的損耗性能,應(yīng)去除前述背靠背測(cè)試結(jié)構(gòu)中40 mm 長(zhǎng)的互連微帶線的損耗,而這一額外損耗的去除可通過(guò)對(duì)另一個(gè)具有不同微帶線長(zhǎng)度的背靠背結(jié)構(gòu)的測(cè)試實(shí)現(xiàn),具體方法如下:

假設(shè)具有L1和L2長(zhǎng)度的互聯(lián)微帶線的背靠背過(guò)渡結(jié)構(gòu)的總損耗分別為α,β,其中,損耗單位為dB。單位長(zhǎng)度的微帶線的損耗γ可以定義為:

則背靠背測(cè)試結(jié)構(gòu)中,單個(gè)微帶-波導(dǎo)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的損耗可以定義為:

因此,通過(guò)對(duì)另一個(gè)具有L=20 mm 長(zhǎng)的互連微帶線的背靠背結(jié)構(gòu)的測(cè)試,并比較L分別為40 mm 和20 mm 的兩個(gè)過(guò)渡對(duì)之間的損耗差,可以計(jì)算出在75～85 GHz 頻段內(nèi),單位長(zhǎng)度微帶線的插入損耗約為0.85 dB/cm,進(jìn)而可以計(jì)算出單個(gè)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的損耗為0.6～0.8 dB,相應(yīng)的曲線如圖9 所示。

圖9 去除互聯(lián)微帶線損耗后獲得的單個(gè)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的插入損耗Fig.9 Insertion loss of a single transition structure obtained after the inter-connected MSL between the transition pair is de-embedded

表2 給出了本文所提出的過(guò)渡結(jié)構(gòu)與其他文獻(xiàn)報(bào)道中的混合多層介質(zhì)微帶線到波導(dǎo)過(guò)渡結(jié)構(gòu)的性能對(duì)比。從各項(xiàng)指標(biāo)的數(shù)值本身而言,Dong 等[7]所提出的結(jié)構(gòu)在指標(biāo)參數(shù)方面全面占優(yōu),但其工作頻段為35 GHz,遠(yuǎn)低于其他參考文獻(xiàn)及本文中的工作頻率。而頻率越高,介質(zhì)材料的損耗因子通常越大,這一點(diǎn)從Hugler 等[10]所做工作在120 GHz 頻段損耗達(dá)1.8 dB 也可以看出。另外,Dong 等[7]所提結(jié)構(gòu)為水平過(guò)渡結(jié)構(gòu),而本文為垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu)。從表2 所列參數(shù)對(duì)比可見(jiàn),水平過(guò)渡結(jié)構(gòu)在百分比帶寬方面比垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu)更具優(yōu)勢(shì),但在實(shí)際使用場(chǎng)景中,確實(shí)也存在需要使用垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu)的情況。更重要的是,本設(shè)計(jì)不需要采用任何復(fù)雜工藝,僅使用常規(guī)PCB 工藝即可實(shí)現(xiàn),而且性能穩(wěn)定,對(duì)構(gòu)成混合多層介質(zhì)的各層介質(zhì)的材料參數(shù)不敏感。綜合而言,在更高工作頻率、更多電路疊層的情況下,本文所提出的垂直過(guò)渡結(jié)構(gòu)具有較明顯的性能優(yōu)勢(shì)。

表2 過(guò)渡結(jié)構(gòu)的性能比較Tab.2 Performance comparison of reported transition structures

4 結(jié)論

本文提出了一種工作于77 GHz 頻段、基于混合多層介質(zhì)的微帶線到矩形波導(dǎo)的過(guò)渡結(jié)構(gòu),并對(duì)其性能進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。測(cè)量結(jié)果表明,在77 GHz 頻段內(nèi),具有13%的百分比帶寬,可實(shí)現(xiàn)0.6～0.8 dB 的插入損耗和不低于13 dB 的回波損耗。此外,該結(jié)構(gòu)對(duì)混合多層介質(zhì)的材料參數(shù)不敏感,在工程上具有更強(qiáng)的魯棒性和適用性。