面向雷達(dá)通信頻譜共享的一體化信號(hào)研究綜述

王 杰 梁興東 陳龍永 李焱磊

（1.南京信息工程大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，江蘇南京 210044；2.中國科學(xué)院空天信息創(chuàng)新研究院，北京 100190；3.中國科學(xué)院大學(xué)，北京 100049）

1 引言

隨著5G 乃至未來6G 通信技術(shù)的發(fā)展，無線通信設(shè)備數(shù)量呈現(xiàn)爆炸增長趨勢(shì)，全球通信產(chǎn)業(yè)對(duì)無線頻譜資源的需求日益迫切。但與之矛盾的是，電磁環(huán)境日趨擁堵，傳統(tǒng)通信頻段的頻譜資源幾近枯竭。為了發(fā)掘額外的頻譜資源，無線通信頻段正積極擴(kuò)張，逐步與雷達(dá)工作頻段重合［1］。例如，Sub-6G頻段（450 MHz～6 GHz）是中國、日本、韓國、歐洲等國家部署5G 的主要頻段［2-3］，該頻段同樣是傳統(tǒng)軍用或民用雷達(dá)系統(tǒng)工作頻段。又如，美國規(guī)劃重點(diǎn)將5G 部署在毫米波頻段（24 GHz～71 GHz），該頻段與車載毫米波雷達(dá)工作頻段重合。從概念上講，雷達(dá)頻段大多數(shù)情況下都處于空閑狀態(tài)，能夠在一定程度上緩解通信對(duì)無線頻譜資源的緊迫需求。但這勢(shì)必會(huì)擠壓雷達(dá)系統(tǒng)運(yùn)行時(shí)間，甚至?xí)?dǎo)致雷達(dá)系統(tǒng)受到通信干擾。為了使無線通信能高效利用雷達(dá)頻段，并避免與雷達(dá)形成沖突，國內(nèi)外專家學(xué)者對(duì)雷達(dá)通信頻譜共享技術(shù)展開了廣泛研究和探索［4-13］。其中，雷達(dá)通信一體化信號(hào)被視為是實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的最佳解決手段之一。

通過發(fā)射和處理雷達(dá)通信一體化信號(hào)，我們可以利用一個(gè)信號(hào)，同時(shí)、同頻、同空域?qū)崿F(xiàn)雷達(dá)和通信兩種功能。雷達(dá)通信一體化信號(hào)屬于雷達(dá)通信一體化技術(shù)范疇。雷達(dá)通信一體化技術(shù)是指，通過信號(hào)、通道、處理機(jī)、顯示與控制等多個(gè)層面的統(tǒng)一設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)雷達(dá)和通信對(duì)時(shí)間、頻率、空間和硬件等諸多資源的統(tǒng)一共享利用［14］。雷達(dá)通信一體化技術(shù)的研究始于縮減戰(zhàn)機(jī)、艦船等平臺(tái)的體積。通過共用硬件資源，可大幅減少雷達(dá)、通信等設(shè)備占用體積，為隱身設(shè)計(jì)、燃油儲(chǔ)備和彈藥騰出空間。現(xiàn)階段，部分歐美國家已實(shí)現(xiàn)了這一初衷［15-17］，研制出了軍用多功能一體化電子信息系統(tǒng)，并逐步將其研究重點(diǎn)轉(zhuǎn)移到信號(hào)，以期進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)雷達(dá)、通信等多種功能共享頻譜資源。一體化信號(hào)是軍用一體化電子信息系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)，更是未來智慧城市、智能交通等新興民用領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)。這主要是因?yàn)?，有相?dāng)一部分的5G/B5G 新興應(yīng)用需要進(jìn)行雷達(dá)感知與無線通信的聯(lián)合設(shè)計(jì)［18-20］。而在這過程中，信號(hào)的一體化設(shè)計(jì)是亟待解決的核心關(guān)鍵問題。因此，面向雷達(dá)與通信共享頻譜資源的一體化信號(hào)具有極其重要的軍用和民用價(jià)值。

然而，雷達(dá)和通信的理論基礎(chǔ)、信號(hào)設(shè)計(jì)準(zhǔn)則和信號(hào)處理方法等不盡相同。雷達(dá)通信一體化信號(hào)設(shè)計(jì)與處理面臨諸多矛盾和約束。依據(jù)經(jīng)典雷達(dá)探測(cè)理論和香農(nóng)信息論可知，雷達(dá)和通信都需要提高信噪比和帶寬來提升性能［21-22］，兩者的理論基礎(chǔ)具有一定的統(tǒng)一性。但是雷達(dá)和通信對(duì)信號(hào)的要求是矛盾的。雷達(dá)探測(cè)目的是感知空間中的目標(biāo)信息。為防止探測(cè)空間中的多個(gè)目標(biāo)形成相互干擾，我們需要雷達(dá)信號(hào)模糊函數(shù)具備較低的旁瓣［23］。與雷達(dá)相比，通信的目的是傳輸信息。為減小信道引入的失真，我們需要在通信信號(hào)中嵌入導(dǎo)頻、循環(huán)前綴（Cyclic Prefix，CP）等成分。與此同時(shí)，為逼近香農(nóng)定理規(guī)定的通信性能上界，我們需要對(duì)通信信號(hào)進(jìn)行高階的幅相調(diào)制。依據(jù)模糊函數(shù)理論可知，導(dǎo)頻和CP 會(huì)在信號(hào)模糊函數(shù)中引入偽峰，高階幅相調(diào)制則會(huì)導(dǎo)致較高的頻譜起伏，進(jìn)而抬高模糊函數(shù)旁瓣。因此，雷達(dá)和通信對(duì)信號(hào)的要求是矛盾的。若雷達(dá)和通信共用一個(gè)信號(hào)，則高速無線通信勢(shì)必會(huì)對(duì)雷達(dá)探測(cè)構(gòu)成干擾。

為了兼顧雷達(dá)和通信對(duì)信號(hào)的矛盾要求，部分學(xué)者提出了利用碼分復(fù)用技術(shù)設(shè)計(jì)雷達(dá)通信一體化信號(hào)的研究思路［24-25］。其核心思想是，先設(shè)計(jì)滿足雷達(dá)和通信各自要求的專用信號(hào)，再利用碼分復(fù)用技術(shù)將兩個(gè)信號(hào)復(fù)合為一體化信號(hào)。然而，碼分復(fù)用技術(shù)不是嚴(yán)格的正交技術(shù)，會(huì)在雷達(dá)和通信之間引入相互干擾。這主要是因?yàn)?，碼分復(fù)用技術(shù)僅能使同頻信號(hào)間的零延時(shí)內(nèi)積為零。與之相比，雷達(dá)正交定義源于互模糊函數(shù)，要求兩路同頻信號(hào)在任意延時(shí)的內(nèi)積都為零［26］。顯然，在帕塞瓦爾定理約束下，碼分復(fù)用技術(shù)并不滿足雷達(dá)的正交要求。通信信號(hào)會(huì)在雷達(dá)脈壓結(jié)果中引入同頻干擾。從時(shí)域看，同頻干擾表現(xiàn)為雷達(dá)信號(hào)與通信信號(hào)的互相關(guān)電平。若場(chǎng)景中存在大量散射體，則干擾能量必然產(chǎn)生積累效應(yīng)，進(jìn)而大幅抬升噪底。

鑒于傳統(tǒng)一體化信號(hào)的局限性，部分學(xué)者提出了基于拓展、挖掘和利用新自由度設(shè)計(jì)雷達(dá)通信一體化信號(hào)的新思路［27］。其核心思想是，在快時(shí)間-頻率-空間維度之外拓展新維度，或者在快時(shí)間-頻率-空間維度內(nèi)挖掘新維度，并利用拓展、挖掘的新自由度設(shè)計(jì)雷達(dá)通信一體化多維信號(hào)。在一體化多維信號(hào)體制下，雷達(dá)與通信對(duì)頻譜資源的共享等效于兩者同時(shí)同空域且無干擾地獨(dú)占頻譜資源。拓展、挖掘的新自由度則用于充分抑制兩者之間的相互干擾。因此，從概念上講，若利用一體化多維信號(hào)實(shí)現(xiàn)雷達(dá)與通信共享頻譜資源，則可同時(shí)、同頻、同空域兼顧雷達(dá)和通信性能。但是，一體化多維信號(hào)仍停留在概念階段?，F(xiàn)有的研究還不成體系，缺乏理論支撐。對(duì)此，本文首先剖析了雷達(dá)通信一體化信號(hào)研究歷程及其走向多維調(diào)制的發(fā)展趨勢(shì)，并通過廣義相關(guān)模型解釋了傳統(tǒng)一體化信號(hào)的局限和一體化多維信號(hào)的本質(zhì)優(yōu)勢(shì)，在理論上規(guī)避了經(jīng)典雷達(dá)探測(cè)理論、香農(nóng)信息論、帕塞瓦爾定理等對(duì)一體化信號(hào)的制約；此外，本文在快時(shí)間-頻率-空間維度的基礎(chǔ)上拓展、挖掘和利用了時(shí)延、子載波等新自由度，提出了共用信號(hào)處理方案和梳狀譜復(fù)用信號(hào)方案，并通過仿真和外場(chǎng)試驗(yàn)上有效驗(yàn)證了一體化多維信號(hào)對(duì)雷達(dá)和通信信息的高效承載能力。

2 發(fā)展歷程與趨勢(shì)

雷達(dá)通信頻譜共享技術(shù)主要分為雷達(dá)與通信頻譜共存、雷達(dá)通信一體化兩條研究路徑。前者考慮的是如何實(shí)現(xiàn)分立的雷達(dá)與通信系統(tǒng)共用同一頻譜。該技術(shù)通常要求雷達(dá)和通信系統(tǒng)周期交換雷達(dá)發(fā)射波形及其波束圖樣、通信調(diào)制及其幀格式、雷達(dá)與通信系統(tǒng)之間的信道狀態(tài)等信息。然而，雷達(dá)和通信系統(tǒng)間的信息交換過程非常復(fù)雜，導(dǎo)致干擾消除與頻譜管理方案的有效性難以得到保證。目前，該技術(shù)的研究單位主要包括密歇根技術(shù)大學(xué)、新澤西州立大學(xué)、佛吉尼亞理工大學(xué)、洛克希德-馬丁公司等［28-31］。與頻譜共存技術(shù)相比，雷達(dá)通信一體化技術(shù)則是通過一體化信號(hào)實(shí)現(xiàn)頻譜共享的。該技術(shù)不需要復(fù)雜信息交換過程。雷達(dá)通信頻譜共享技術(shù)的代表性項(xiàng)目是美國國防預(yù)先研究計(jì)劃局（Defense Advanced Research Projects Agency，DARPA）在2013 年資助的雷達(dá)和通信共享頻譜接入（Shared Spectrum Access for Radar and Communications，SSPARC）項(xiàng)目。SSPARC項(xiàng)目分為共存（Coexistence）、協(xié)作（Cooperation）和協(xié)同設(shè)計(jì)（Co-design）三個(gè)階段［32-33］。這三個(gè)發(fā)展階段體現(xiàn)了雷達(dá)通信頻譜共享逐步從頻譜共存走向信號(hào)一體化的過程。Coexistence 階段實(shí)質(zhì)上是頻譜共存階段，旨在通過干擾對(duì)消方法消除現(xiàn)有雷達(dá)系統(tǒng)與通信系統(tǒng)之間的同頻干擾，進(jìn)而在保證雷達(dá)和通信自身性能最大化同時(shí)，緩解頻譜資源短缺的困境；Cooperation階段可理解為雷達(dá)通信一體化技術(shù)的初始階段，強(qiáng)調(diào)雷達(dá)和通信在波形、處理、信息等多個(gè)層面的協(xié)作與交互，旨在有限頻譜資源條件下實(shí)現(xiàn)整體性能最優(yōu)；Co-design 階段在Cooperation 基礎(chǔ)上進(jìn)一步強(qiáng)調(diào)雷達(dá)感知與無線通信的一體設(shè)計(jì)，已經(jīng)過渡到雷達(dá)通信一體化范疇。美國熱衷于頻譜共享技術(shù)研究的重要原因之一是，該國3.5 GHz 頻段已被軍用雷達(dá)和免許可共享寬帶服務(wù)占據(jù)且難以收回，導(dǎo)致其5G 商業(yè)部署受到牽制［3］。雷達(dá)通信頻譜共享是重要課題，涉及的難點(diǎn)很多。在無線通信頻譜資源幾近枯竭、無線通信終端數(shù)量快速增長、無線通信頻段不斷擠占雷達(dá)工作頻段的背景下，若不能有效實(shí)現(xiàn)雷達(dá)通信頻譜共享，則勢(shì)必會(huì)導(dǎo)致雷達(dá)系統(tǒng)受到越來越多的無線通信干擾。例如在圖1中，無線通信對(duì)P 波段合成孔徑雷達(dá)（Synthetic Aperture Radar，SAR）構(gòu)成了嚴(yán)重的同頻干擾。文獻(xiàn)［5-6］將雷達(dá)通信頻譜共享（Radar and Communication Spectrum Sharing，RCSS）歸結(jié)為雷達(dá)通信頻譜共存（Radar-Communication Coexistence，RCC）和雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)（Dual Functional Radar-Communication system，DFRC）兩條研究路線，并介紹了RCSS 應(yīng)用場(chǎng)景、主要問題和技術(shù)現(xiàn)狀等。文獻(xiàn)［34］進(jìn)一步從雷達(dá)通信互助的角度探討了雷達(dá)通信一體化應(yīng)用場(chǎng)景和潛在價(jià)值。本文聚焦基于一體化信號(hào)的雷達(dá)通信頻譜共享技術(shù)路徑，下面將著重介紹雷達(dá)通信一體化信號(hào)研究歷程與趨勢(shì)。

圖1 無線通信對(duì)P波段SAR圖像的同頻干擾示意圖Fig.1 Illustration of shared frequency interference from wireless communication to P-band SAR image

雷達(dá)通信一體化信號(hào)本質(zhì)上是軍用多功能一體化電子信息系統(tǒng)的延伸。當(dāng)然，我們也可以做如下理解：多功能一體化電子信息系統(tǒng)是雷達(dá)通信頻譜共享的最早應(yīng)用場(chǎng)景。軍用多功能一體化電子信息系統(tǒng)的發(fā)展可大致分為四個(gè)階段［35-38］。第一個(gè)階段是獨(dú)立式結(jié)構(gòu)，特點(diǎn)是雷達(dá)、通信、電子戰(zhàn)等系統(tǒng)集中于一個(gè)平臺(tái)，且彼此間相互獨(dú)立；第二個(gè)階段是聯(lián)合式結(jié)構(gòu)，其特點(diǎn)是雷達(dá)、通信等系統(tǒng)共享控制與顯示終端；第三個(gè)階段是綜合式電子系統(tǒng)，其特點(diǎn)是雷達(dá)、通信等功能共享了控制與顯示終端和信號(hào)處理機(jī)；第四個(gè)階段在第三階段的基礎(chǔ)上進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)了對(duì)通道和孔徑等資源的共享。該階段實(shí)現(xiàn)了硬件的全面融合，典型代表有“寶石柱”和“寶石臺(tái)”計(jì)劃、先進(jìn)多功能射頻概念（Advanced Multifunction Radio Frequency Concept，AMRFC）等。AMRFC 如圖2 所示。多功能一體化電子系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)是通過一體化信號(hào)進(jìn)一步共享頻譜資源。

圖2 先進(jìn)多功能射頻概念示意圖Fig.2 The diagrammatic sketch of the AMRFC

目前，一體化信號(hào)主要有共用信號(hào)和復(fù)用信號(hào)兩條研究路徑。就雷達(dá)通信一體化而言，共用信號(hào)又可以細(xì)分為雷達(dá)共用信號(hào)以及通信共用信號(hào)兩條研究路徑。復(fù)用信號(hào)則主要指碼分復(fù)用信號(hào)。

雷達(dá)共用信號(hào)以雷達(dá)信號(hào)為主。通過調(diào)節(jié)雷達(dá)信號(hào)的參數(shù)來承載通信信息，可同時(shí)、同空域?qū)崿F(xiàn)雷達(dá)和通信對(duì)頻譜資源的共享。然而，為保證雷達(dá)探測(cè)性能，雷達(dá)信號(hào)可調(diào)的參數(shù)不多。因此，雷達(dá)共用信號(hào)的通信數(shù)據(jù)率通常比較低。例如，Randall 于1963 年提出了利用雷達(dá)脈沖對(duì)通信數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制的單向通信方案［39］。該方案主要通過調(diào)節(jié)每個(gè)脈沖相對(duì)于參考脈沖的位置來調(diào)制通信的信息。然而，一組雷達(dá)脈沖只能調(diào)制1 bit 的通信信息。又如，2011 年，文獻(xiàn)［40］提出了采用最小頻移鍵控調(diào)制方式將通信數(shù)據(jù)調(diào)制到chirp 脈沖的思想。此外，2012 年，文獻(xiàn)［41］提出了通過調(diào)節(jié)chirp信號(hào)初始頻率來調(diào)制通信信息的思路。諸如此類的調(diào)制方式還有很多。這類方法的共性缺點(diǎn)是，若想提升無線通信的數(shù)據(jù)率，則需要調(diào)節(jié)更多的雷達(dá)信號(hào)參數(shù)。而這勢(shì)必會(huì)惡化雷達(dá)探測(cè)的模糊函數(shù)。另外，這些方法基本都沒有考慮到通信信道估計(jì)和信道均衡等環(huán)節(jié)。在實(shí)際應(yīng)用中，這些缺失環(huán)節(jié)通常會(huì)大幅降低通信數(shù)據(jù)率或惡化誤碼率等性能。

通信共用信號(hào)以通信信號(hào)為主。通過調(diào)節(jié)通信信號(hào)的參數(shù)來兼顧雷達(dá)性能，可同時(shí)、同空域?qū)崿F(xiàn)雷達(dá)和通信對(duì)頻譜資源的共享。通信共用波形是當(dāng)前的研究熱點(diǎn)，且都集中于正交頻分復(fù)用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）體 制。2009 年 和2010 年，Sturm 等人和Garmatyuk等人都提出了基于OFDM 的雷達(dá)通信一體化信號(hào)設(shè)計(jì)、處理以及系統(tǒng)方案［42-43］。2013年，Han等人總結(jié)了截止到當(dāng)年學(xué)術(shù)界有關(guān)雷達(dá)通信一體化波形設(shè)計(jì)的研究與進(jìn)展，并指出基于OFDM 的通信共用信號(hào)是最佳的一體化信號(hào)體制［44］。2019年，劉永軍等人將MIMO 和OFDM 技術(shù)應(yīng)用到了雷達(dá)通信一體化信號(hào)設(shè)計(jì)［45］。此外，文獻(xiàn)［46-48］等也從不同側(cè)面研究了基于OFDM 的通信共用信號(hào)設(shè)計(jì)問題。通信共用信號(hào)的問題是，通信的高階幅相調(diào)制、CP和導(dǎo)頻等會(huì)在其模糊函數(shù)中引入偽峰和過高的旁瓣（如圖3 所示）。而這勢(shì)必會(huì)產(chǎn)生虛假探測(cè)目標(biāo)、淹沒微小目標(biāo)。若想通過調(diào)節(jié)通信信號(hào)參數(shù)來兼顧雷達(dá)模糊函數(shù)，則又會(huì)大幅降低通信數(shù)據(jù)率。另外，OFDM 信號(hào)對(duì)多普勒頻移較為敏感。徑向速度會(huì)降低通信性能并產(chǎn)生雷達(dá)脈壓損失［49］。

圖3 典型雷達(dá)與通信信號(hào)模糊函數(shù)的零多普勒切片對(duì)比圖Fig.3 Zero Doppler slice comparison between typical radar and communication signal ambiguity functions

復(fù)用信號(hào)是指，先設(shè)計(jì)滿足雷達(dá)和通信各自要求的專用信號(hào)，再利用時(shí)分、頻分、空分、碼分等復(fù)用技術(shù)將這兩種信號(hào)復(fù)合為一體化信號(hào)。復(fù)用信號(hào)性能主要取決于復(fù)用技術(shù)對(duì)雷達(dá)通信互干擾的抑制能力。在同時(shí)、同頻、同空域約束下，復(fù)用信號(hào)僅局限于碼分復(fù)用信號(hào)。2003 年，Brown 等人提出利用正負(fù)線性調(diào)頻信號(hào)來實(shí)現(xiàn)雷達(dá)通信一體化的概念，其基本思想是通過正負(fù)線性調(diào)頻信號(hào)之間的準(zhǔn)正交性區(qū)分雷達(dá)和通信［50］。2006 年，文獻(xiàn)［24］提出了基于直接序列擴(kuò)頻（Direct Sequence Spread Spectrum，DSSS）的雷達(dá)通信一體化信號(hào)，其思想是利用兩個(gè)PN碼來區(qū)分雷達(dá)和通信。2008年，文獻(xiàn)［51］提出利用Oppermann多相序列擴(kuò)頻碼來區(qū)分雷達(dá)和通信。碼分復(fù)用信號(hào)的共性缺點(diǎn)在于，碼分復(fù)用技術(shù)并不滿足源于互模糊函數(shù)定義的雷達(dá)正交要求。通信專用信號(hào)會(huì)在雷達(dá)脈壓結(jié)果中引入同頻干擾。同頻干擾的能量在時(shí)域中主要體現(xiàn)為過高的旁瓣。倘若實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景中存在大量的散射體，則同頻干擾能量必然會(huì)積累起來，進(jìn)而抬高噪底。

如圖4所示，在單個(gè)點(diǎn)目標(biāo)條件下，基于碼分復(fù)用的雷達(dá)專用信號(hào)與通信專用信號(hào)的歸一化互相關(guān)電平約為-20 dB。在50個(gè)點(diǎn)目標(biāo)條件下，互相關(guān)電平累積到了-5 dB 左右。對(duì)于含有大量散射體的SAR 場(chǎng)景，互相關(guān)電平的積累效應(yīng)則更為劇烈，導(dǎo)致SAR圖像質(zhì)量嚴(yán)重下降，如圖5所示。

圖4 基于碼分復(fù)用技術(shù)的雷達(dá)和通信同頻干擾示意圖Fig.4 Impact of shared frequency interference introduced by radar and communication code division multiplexing（CDM）waveforms

圖5 基于碼分復(fù)用技術(shù)的SAR和通信同頻干擾示意圖Fig.5 Impact of shared frequency interference introduced by SAR and communication CDM waveforms

綜上，面向雷達(dá)通信頻譜共享的雷達(dá)共用信號(hào)、通信共用信號(hào)和碼分復(fù)用信號(hào)都無法兼顧雷達(dá)和通信性能。為此，部分學(xué)者提出了基于多維聯(lián)合調(diào)制的研究思路，并設(shè)計(jì)了一體化多維信號(hào)雛形方案［14，27］。

2016 年，美國亞利桑那州立大學(xué)Chiriyath 等人將雷達(dá)性能統(tǒng)一到香農(nóng)信息論框架，提出了雷達(dá)估計(jì)速率（estimation rate）概念及其上界，并在時(shí)分、頻分、串行干擾消除（Successive Interference Cancellation，SIC）和注水（water-filling）等體制下給出了雷達(dá)估計(jì)速率與通信比特率間的性能權(quán)衡曲線［52］。電子科技大學(xué)鄧艷紅等人同樣對(duì)此進(jìn)行了探究［7］。其中，SIC 包含了以下步驟：估計(jì)目標(biāo)回波；去除估計(jì)出的目標(biāo)回波；解調(diào)通信信息；重建通信信號(hào)［53-54］；從原始回波中去除重建的通信信號(hào)并獲取探測(cè)信息。不難看出，SIC 利用雷達(dá)和通信在能量層面上的差異性，逐次消除兩者的互干擾能量，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)頻譜共享。因此，該方法可以理解為一種在傳統(tǒng)時(shí)頻維度上進(jìn)一步利用能量和處理維度的多維信號(hào)。然而，SIC 需要在雷達(dá)與通信之間建立統(tǒng)一的性能度量指標(biāo)，用以明確一體化性能極限。這是當(dāng)前研究難點(diǎn)。文獻(xiàn)［55-60］具有參考價(jià)值。

2019 年，文獻(xiàn)［27］提出了一種基于拓展利用多普勒維度的空時(shí)頻編碼信號(hào)方案，并通過改造升級(jí)機(jī)載MIMO-SAR 系統(tǒng)首次開展了飛行驗(yàn)證試驗(yàn)，如圖6 所示。該方案本質(zhì)上是一種多普勒頻分方案，核心思想是通過多普勒濾波充分隔離SAR 和無線通信之間的相互干擾，進(jìn)而同時(shí)、同頻、同空域兼顧高分辨率SAR 和無線通信性能。然而該方案過度消耗了脈沖重復(fù)頻率（Pulse Repeat Frequency，PRF）資源。

圖6 基于空時(shí)頻編碼信號(hào)的SAR與通信一體化試驗(yàn)結(jié)果Fig.6 Experimental results of joint SAR and communication based on space-time-frequency coding waveforms

近年來，在無線通信高速發(fā)展和通信感知一體化研究熱潮的推動(dòng)下［61-66］，國內(nèi)外學(xué)者提出了許多先進(jìn)的一體化信號(hào)方案。例如，R Hadani等人在2017年提出了正交時(shí)空頻（Orthogonal Time Frequency Space，OTFS）信號(hào)調(diào)制方案［67］。2019 年，P Raviteja 等人提出將OTFS 用于雷達(dá)通信一體化的思路，并在高動(dòng)態(tài)場(chǎng)景下得出了OTFS 測(cè)速精度優(yōu)于OFDM 的結(jié)論［68］。文獻(xiàn)［68-71］也從不同側(cè)面對(duì)此進(jìn)行了研究和探討。OTFS 繞開傳統(tǒng)時(shí)頻維度，直接在時(shí)延-多普勒域進(jìn)行信號(hào)設(shè)計(jì)和處理。雷達(dá)探測(cè)過程一般是根據(jù)導(dǎo)頻時(shí)延和多普勒頻率來估計(jì)目標(biāo)速度和距離的。通信處理過程則是以導(dǎo)頻時(shí)延和多普勒信息為參考，對(duì)數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行反卷積。因此，OTFS本質(zhì)上不需要針對(duì)雷達(dá)做過多的設(shè)計(jì)。這不僅能夠直接賦予通信系統(tǒng)感知功能，還可以節(jié)約設(shè)備成本。實(shí)際上，OTFS 定義的時(shí)延維度是雷達(dá)領(lǐng)域的快時(shí)間概念。OTFS 定義的時(shí)間維度是雷達(dá)領(lǐng)域的慢時(shí)間概念。慢時(shí)間維度的傅里葉變換即為多普勒維度，與雷達(dá)領(lǐng)域多普勒維度定義是一致的。因此，OTFS 同樣可以理解為多維信號(hào)，等效于文獻(xiàn)［27］中的多普勒頻分方法。

因此，為了突破傳統(tǒng)復(fù)用和共用體制帶來的制約，面向雷達(dá)通信頻譜共享的一體化信號(hào)研究路線逐步從傳統(tǒng)的時(shí)頻調(diào)制走向多維聯(lián)合調(diào)制，且已經(jīng)出現(xiàn)了具備一定應(yīng)用價(jià)值的一體化多維信號(hào)雛形方案。

3 理論基礎(chǔ)

鑒于一體化信號(hào)離不開雷達(dá)的“相關(guān)”處理，我們可以從“相關(guān)”角度的指明傳統(tǒng)一體化信號(hào)面臨的制約和一體化多維信號(hào)本質(zhì)優(yōu)勢(shì)的理論依據(jù)，并嘗試依此指導(dǎo)設(shè)計(jì)具體的信號(hào)方案。

依據(jù)經(jīng)典雷達(dá)探測(cè)理論可知，互相關(guān)定義如下：

若s1(t)和s2(t)分別為雷達(dá)和通信信號(hào)，則為了避免兩者之間的干擾，通常需要式（1）滿足以下條件：

然而，依據(jù)傅里葉變換性質(zhì)和帕塞瓦爾定理可知：

其中，S1(f)和S2(f)分別表示s1(t)和s2(t)的頻譜形式。

從式（3）中可以看出，在雷達(dá)和通信共用頻譜的條件下，即便s1(t)和s2(t)之間碼分正交，也不可能使式（2）成立。s1(t)與s2(t)互相關(guān)并不會(huì)消除s2(t)的能量。因此，若雷達(dá)和通信共用頻譜，則通信會(huì)在雷達(dá)脈壓結(jié)果中引入同頻干擾。這種同頻干擾能量會(huì)在實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景中產(chǎn)生積累效應(yīng)，進(jìn)而大幅抬升噪底。

為了突破式（3）對(duì)式（2）的限制，需要引入新維度，重新定義“相關(guān)”。假設(shè)信號(hào)維度包括快時(shí)間、慢時(shí)間、空間、載頻和子載波。則可將多維信號(hào)表示為s(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A)，其中，tr，ta，φ，?，fc分別表示快時(shí)間、慢時(shí)間、方位角、俯仰角和載頻，Δf和A分別表示信號(hào)的子載波帶寬和子載波集合。事實(shí)上，信號(hào)作為信息交互主要媒介，幾乎攜帶了發(fā)射機(jī)、信道和接收機(jī)的所有特征。若將系統(tǒng)和信道在快時(shí)間、慢時(shí)間、時(shí)延、空間、頻率、極化、子載波等多個(gè)維度上的特征歸類于信號(hào)特征，則可定義一體化多維信號(hào)為：在快時(shí)間、慢時(shí)間、時(shí)延、空間、頻率、極化、子載波等多個(gè)維度上都具備自由度的廣義一體化信號(hào)。從概念上講，與傳統(tǒng)的一體化信號(hào)相比，一體化多維信號(hào)能夠利用快時(shí)間-頻率-空間維度以外的自由度充分抑制雷達(dá)和通信之間的相互干擾，進(jìn)而同時(shí)、同空域且無干擾地實(shí)現(xiàn)雷達(dá)與通信共享頻譜資源。

基于多維信號(hào)概念，可作如下“互相關(guān)”定義：

其 中，s1(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A1)和s2(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A2)表示同時(shí)、同頻、同空域約束下的兩種信號(hào)，A1和A2分別表示這兩種信號(hào)的子載波集合。

對(duì)于復(fù)用信號(hào)體制而言，可令s1(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A1)+s2(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A2)、s1(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A1)和s2(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A2)分別表示一體化信號(hào)、雷達(dá)專用信號(hào)和通信專用信號(hào)。此時(shí)，若挖掘利用子載波維度內(nèi)的自由度，使A1∩A2=?，則式（2）成立，通信不會(huì)在雷達(dá)脈壓結(jié)果中引入同頻干擾，即：

對(duì)于共用信號(hào)體制而言，可令s1(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A1)表示用于雷達(dá)脈壓的參考信號(hào)，令經(jīng)典OFDM 通信信號(hào)s2(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A2)為一體化信號(hào)。為了保證雷達(dá)的相參處理性能，需要使A1=A2。此時(shí)，可從拓展利用時(shí)延τ維度的角度出發(fā)，通過優(yōu)化設(shè)計(jì)雷達(dá)脈壓處理的參考信號(hào)s1(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A1)，控制χ12(τ，0)在時(shí)延τ維度上的能量分布，進(jìn)而滿足下式要求：

其中，δ(τ)為遠(yuǎn)端旁瓣電平，[ -T，T]為近端旁瓣凹槽區(qū)，[0，T]為雷達(dá)觀測(cè)窗口。

依據(jù)式（6）可知，雷達(dá)觀測(cè)窗口內(nèi)的旁瓣為零，高旁瓣、偽峰等都在觀測(cè)窗口外面。即便通信信號(hào)s2(tr，ta，φ，?，fc，Δf，A2)頻譜起伏較高，且含有CP、導(dǎo)頻等成分，雷達(dá)觀測(cè)窗口內(nèi)也不會(huì)存在高旁瓣和偽峰。

綜上，從“相關(guān)”角度看，通過拓展、挖掘新信號(hào)維度，可同時(shí)、同空域且無干擾地實(shí)現(xiàn)雷達(dá)與通信共享頻譜。當(dāng)然，信號(hào)的維度拓展遠(yuǎn)不限于子載波和時(shí)延維度。上述分析僅是理論研究的“引玉之磚”。

4 技術(shù)方案

4.1 基于拓展利用時(shí)延維度的共用信號(hào)處理技術(shù)

相關(guān)處理本質(zhì)上是卷積運(yùn)算。依據(jù)卷積定義可知，任何兩個(gè)信號(hào)之間的互相關(guān)都必然存在旁瓣。雖然旁瓣是不可避免的，但可以設(shè)計(jì)參考信號(hào)，進(jìn)而控制旁瓣在時(shí)延τ維度上的分布。因此，可采用經(jīng)典的OFDM 通信信號(hào)作為共用信號(hào)，用以保證無線通信的性能。與此同時(shí)，依據(jù)OFDM 通信信號(hào)具體形式，構(gòu)造用于雷達(dá)處理的參考信號(hào)，進(jìn)而使兩者的互相關(guān)滿足式（6）要求。

假設(shè)經(jīng)典OFDM 通信信號(hào)為s2(n)，用于脈壓的參考信號(hào)為s1(n)，s2(n)采樣點(diǎn)數(shù)為N，s1(n)采樣點(diǎn)數(shù)為M。其中，s2(n)和N已知。則可利用圓周卷積和線性卷積之間的關(guān)系，設(shè)計(jì)如表1 所示的s1(n)構(gòu)造算法。

表1 s1(n)構(gòu)造算法流程Tab.1 Algorithm flow of s1(n) construction

不難看出，s1(n)與(n)的圓周卷積結(jié)果為Q(n)。Q(n)的采樣點(diǎn)數(shù)為M，峰值電平為En，旁瓣電平為0。如圖7（a）所示，紅色線段表示Q(n)的第1 個(gè)至第N_left 個(gè)采樣點(diǎn)，這些采樣點(diǎn)本質(zhì)上是補(bǔ)入s2(n) 左側(cè)的零。綠色線段表示Q(n) 的第N_left +N個(gè)至第M-1個(gè)采樣點(diǎn)，這些本質(zhì)上是補(bǔ)入s2(n)右側(cè)的零。藍(lán)色線段則是Q(n)的第M個(gè)采樣點(diǎn)，表示電平為En的峰值。

記s1(n)與s2(n)之間的線性卷積結(jié)果為β(n)。則β(n)的采樣點(diǎn)數(shù)L為N+M-1。如圖7（b）所示，依據(jù)圓周卷積和線性卷積之間的關(guān)系可知，β(n)峰值電平為En，且包含了旁瓣和凹槽。其中，峰值左側(cè)的凹槽（圖中綠色線段）為補(bǔ)入s2(n)右側(cè)的零，峰值右側(cè)的凹槽（圖中紅色線段）為補(bǔ)入s2(n)左側(cè)的零。因此，若用s1(n)對(duì)s2(n)進(jìn)行脈壓處理，則可將雷達(dá)點(diǎn)擴(kuò)展函數(shù)的高旁瓣、偽峰等外推，使主峰附近旁瓣為零，進(jìn)而在主峰右側(cè)獲得采樣點(diǎn)數(shù)為N_left 的雷達(dá)觀測(cè)窗口。通過控制補(bǔ)入s2(n)兩側(cè)的零點(diǎn)數(shù)目，可以控制凹槽總長度和兩側(cè)凹槽的長度比例。

圖7 圓周卷積結(jié)果與線性卷積結(jié)果的關(guān)系示意圖Fig.7 Comparison between the outputs of circular and linear convolutions

需要說明的是，s1(n)與s2(n)的線性卷積本質(zhì)上屬于失配處理。與采用了最大輸出信噪比準(zhǔn)則的匹配濾波相比，這種失配處理會(huì)引入一定的信噪比損失。為此，本文進(jìn)一步深度融合了最小均方（Least Mean Square，LMS）濾波和失配處理，進(jìn)而在不減小雷達(dá)觀測(cè)窗口長度的條件下降低信噪比損失。

融合LMS 濾波和失配處理的核心算法思想如表2所示。

表2 融合LMS和失配處理的核心算法流程Tab.2 Core algorithm of the processing scheme combining LMS and mismatched-filtering

若雷達(dá)觀測(cè)窗口長度相同，則該算法能夠?qū)我皇涮幚恚ū?算法）的信噪比損失降低3 dB。

為了驗(yàn)證算法的有效性，本文開展了計(jì)算機(jī)仿真驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)。仿真參數(shù)如表3 所示，構(gòu)型如圖8 所示。一體化系統(tǒng)在與目標(biāo)通信的同時(shí)，對(duì)波束內(nèi)目標(biāo)進(jìn)行探測(cè)。發(fā)射信號(hào)是經(jīng)典的OFDM 通信信號(hào)。3 個(gè)目標(biāo)的散射系數(shù)分別為1、0.01 和0.015，位置分別為50 m、500 m 和900 m。仿真結(jié)果如圖9、圖10和圖11。

表3 基于拓展利用時(shí)延維度的共用信號(hào)處理方案仿真參數(shù)Tab.3 Simulation parameters of the waveform scheme developing the delay dimension

圖8 基于拓展利用時(shí)延維度的共用信號(hào)處理方案仿真構(gòu)型Fig.8 Simulations Geometry of the shared waveform scheme developing the delay dimension

圖9 基于匹配濾波的點(diǎn)擴(kuò)展函數(shù)Fig.9 Point spread function（PSF）of the matched-filtering scheme

圖10 基于失配處理的點(diǎn)擴(kuò)展函數(shù)Fig.10 PSF of the mismatched-filtering scheme

圖11 基于融合LMS濾波和失配處理的仿真結(jié)果Fig.11 Simulation results of the waveform scheme combining LMS and mismatched-filtering

依據(jù)圖10可知，失配處理可將通信信號(hào)點(diǎn)擴(kuò)展函數(shù)的偽峰和高旁瓣外推，使主峰臨近旁瓣為零，進(jìn)而在主峰右側(cè)獲得1 km 的極低旁瓣雷達(dá)觀測(cè)窗口。然而，這會(huì)引入8.9 dB的峰值能量損失。

依據(jù)圖11（a）可知，融合LMS 濾波和失配處理，可在不改變雷達(dá)觀測(cè)窗口條件下，將峰值能量損失降低為6.1 dB。與單一的失配處理相比，噪底不變，目標(biāo)峰值能量損失降低了2.8 dB。圖11（b）和（c）是融合LMS 濾波和失配處理的場(chǎng)景仿真結(jié)果。其中，紅色信號(hào)為噪底。通過計(jì)算可知，雷達(dá)分辨率為1.04 m，三個(gè)目標(biāo)的測(cè)量位置與理論位置一致，通信數(shù)據(jù)率為273 Mbps，通信誤碼率為10-5。

依據(jù)仿真結(jié)果可知，基于拓展利用時(shí)延維度的共用信號(hào)處理方案具備同時(shí)、同頻、同空域兼顧雷達(dá)和通信性能的可行性。但是，需要繼續(xù)拓展、挖掘和利用新的自由度，用以進(jìn)一步降低能量損失。

4.2 基于挖掘利用子載波維度的多載波梳狀譜信號(hào)

多載波信號(hào)具備頻譜利用率高、抗干擾能力強(qiáng)、時(shí)域波形可塑等諸多優(yōu)點(diǎn)。可從子載波復(fù)用的角度，將雷達(dá)chirp信號(hào)離散頻譜值和通信數(shù)據(jù)分配給不同子載波，用以構(gòu)成子載波復(fù)用信號(hào)。若單獨(dú)從雷達(dá)或通信的角度看，兩者頻譜都是梳狀的。因此，可將子載波復(fù)用信號(hào)稱為梳狀譜信號(hào)。

典型OFDM 梳狀譜信號(hào)的幅頻結(jié)構(gòu)如圖12 所示。不難看出，對(duì)于OFDM 梳狀譜信號(hào)，雷達(dá)和通信是同頻的，且兩者的帶寬都與信號(hào)總帶寬相等。此外，雷達(dá)子載波還可以視為通信導(dǎo)頻，用于提升信道估計(jì)精度。更為重要的是，在理想條件下，每個(gè)子載波的旁瓣在其他子載波峰值處的分量都為零。鑒于數(shù)據(jù)都調(diào)制在子載波的峰值處，雷達(dá)和通信之間沒有干擾。然而，多普勒頻偏會(huì)改變子載波之間的相對(duì)位置，使每個(gè)子載波的旁瓣在其他子載波峰值處的分量不再為零，進(jìn)而會(huì)導(dǎo)致雷達(dá)通信的相互干擾。因此，該方案不適用于高動(dòng)態(tài)應(yīng)用場(chǎng)景。基于OFDM 梳狀譜的雷達(dá)通信一體化信號(hào)設(shè)計(jì)與處理算法如表4所示。

圖12 典型OFDM梳狀譜信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu)圖Fig.12 Illustration of typical OFDM-comb waveform spectrum

表4 基于OFDM梳狀譜的雷達(dá)通信一體化信號(hào)設(shè)計(jì)與處理流程Tab.4 Designing and processing flow of joint radar and communication waveforms using the OFDM-comb technique

為了驗(yàn)證OFDM 梳狀譜信號(hào)的有效性，本文基于USRP-2954R 軟件無線電平臺(tái)，開展了面向雷達(dá)通信頻譜共享的一體化全物理仿真試驗(yàn)。如圖13所示，一體化節(jié)點(diǎn)A 和B 同時(shí)、同頻、同空域收發(fā)基于OFDM 梳狀譜技術(shù)的雷達(dá)通信一體化信號(hào)。試驗(yàn)參數(shù)如表5所示，試驗(yàn)結(jié)果如圖14所示。

表5 基于OFDM梳狀譜信號(hào)的雷達(dá)通信一體化試驗(yàn)參數(shù)Tab.5 Experimental parameters of the OFDM-comb waveforms for joint radar and communication

圖13 外場(chǎng)實(shí)測(cè)場(chǎng)景圖Fig.13 Experimental scene

圖14 基于OFDM梳狀譜信號(hào)的雷達(dá)通信一體化實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.14 Experimental results of OFDM-comb waveforms for joint radar and communication

試驗(yàn)結(jié)果表明，OFDM 梳狀譜信號(hào)能夠在雷達(dá)與通信共享頻譜資源條件下，同時(shí)、同頻、同空域兼顧兩者性能。然而，OFDM 梳狀譜信號(hào)對(duì)多普勒頻偏較為敏感?？刹捎枚噍d波濾波器組（Filter Bank Multi-Carrier，F(xiàn)BMC）或OTFS 提升梳狀譜信號(hào)的多普勒容限。

FBMC 技術(shù)的核心思想是，利用精心設(shè)計(jì)的原型濾波器作為時(shí)域的窗函數(shù)，使其子載波具備近似為零的旁瓣。該特性賦予了FBMC 信號(hào)較高的多普勒容限。OFDM 和FBMC 的子載波頻域包絡(luò)如圖15 所示。FBMC 梳狀譜信號(hào)的調(diào)制與解調(diào)思路與表4 中的OFDM 梳狀譜信號(hào)基本類似，本文不再贅述。

圖15 OFDM與FBMC子載波頻域包絡(luò)對(duì)比圖Fig.15 Comparison between OFDM and FBMC subcarrier envelopes in the frequency domain

對(duì)于FBMC 梳狀譜信號(hào)而言，若多普勒頻偏改變了FBMC 子載波之間相對(duì)位置關(guān)系，則可分為兩種情況討論：首先，由于子載波的旁瓣近似為零，非相鄰子載波之間的干擾可以忽略；其次，由于子載波的主瓣較寬，相鄰子載波之間仍然存在相互干擾。為了抑制多普勒頻偏對(duì)FBMC相鄰子載波之間的干擾，通常需要進(jìn)一步引入偏移正交幅度調(diào)制（Offset Quadrature Amplitude Modulation，OQAM）技術(shù)。為了驗(yàn)證FBMC梳狀譜信號(hào)用于雷達(dá)通信頻譜共享的可行性，本文開展了仿真實(shí)驗(yàn)。參數(shù)如表6所示，仿真構(gòu)型和結(jié)果如圖16所示。汽車A 在與前方車輛B 通信的同時(shí)，對(duì)前方區(qū)域進(jìn)行探測(cè)。汽車A 的發(fā)射信號(hào)是FBMC 梳狀譜信號(hào)。車輛B 與車輛A 的相對(duì)多普勒頻率為400 Hz，行人與車輛A 的相對(duì)多普勒頻率為800 Hz。

表6 基于FBMC梳狀譜信號(hào)的雷達(dá)通信一體化仿真參數(shù)Tab.6 Simulation parameters of FBMC-comb waveforms for joint radar and communication

依據(jù)圖16 中的仿真結(jié)果可知，通信數(shù)據(jù)率為200 Mbps，誤碼率為10-5，雷達(dá)分辨率為1.32 m，雷達(dá)點(diǎn)擴(kuò)展函數(shù)的峰值旁瓣比和積分旁瓣比分別為-13.27 dB 和-9.79 dB。因此，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號(hào)能夠同時(shí)、同頻、同空域?qū)崿F(xiàn)雷達(dá)和通信兩種功能，且雷達(dá)和通信的帶寬都與梳狀譜信號(hào)的總帶寬相等，皆為100 MHz。

圖16 基于FBMC梳狀譜信號(hào)的雷達(dá)通信頻譜共享仿真構(gòu)型與仿真結(jié)果Fig.16 Simulation geometry and results of FBMC-comb waveforms

為進(jìn)一步驗(yàn)證FBMC梳狀譜信號(hào)的多普勒容忍性，本文依據(jù)表5中的參數(shù)，以子載波間的互干擾能量為性能衡量指標(biāo)，對(duì)比分析了不同徑向速度對(duì)OFDM 梳狀譜信號(hào)和FBMC 梳狀譜信號(hào)的影響。分析結(jié)果如圖17 所示。依據(jù)分析結(jié)果可知，與OFDM梳狀譜信號(hào)相比，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號(hào)具備更高的多普勒容限。在相同的徑向速度條件下，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號(hào)子載波之間的互干擾能量比OFDM 梳狀譜信號(hào)子載波之間的互干擾能量低了約10 dB。因此，可以從仿真結(jié)果中看出，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號(hào)具備實(shí)現(xiàn)雷達(dá)與通信同時(shí)、同空域、高效共享頻譜的可行性。此外，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號(hào)具備較高的多普勒容限，滿足高動(dòng)態(tài)應(yīng)用需求。

圖17 OFDM與FBMC梳狀譜信號(hào)的多普勒容忍性對(duì)比圖Fig.17 Comparison of Doppler tolerances between OFDM and FBMC comb waveforms

5 結(jié)論

長期以來，雷達(dá)系統(tǒng)和通信系統(tǒng)在工作頻段上被嚴(yán)格隔離，彼此之間獨(dú)立縱向發(fā)展。然而，隨著信息技術(shù)的高速發(fā)展和應(yīng)用需求的不斷拓展，雷達(dá)和通信體現(xiàn)出同質(zhì)化的發(fā)展趨勢(shì)，且出現(xiàn)了搶占頻譜資源的態(tài)勢(shì)。鑒于此，國內(nèi)外專家學(xué)者提出了雷達(dá)通信一體化概念，并開展了廣泛的研究。雷達(dá)通信一體化研究的初始動(dòng)機(jī)是將雷達(dá)系統(tǒng)和通信系統(tǒng)綜合起來，用以減小雷達(dá)和通信設(shè)備所占的空間，提高平臺(tái)機(jī)動(dòng)性能。近年來，隨著研究的深入，雷達(dá)通信一體化已逐步從傳統(tǒng)硬件系統(tǒng)層面上的一體化走向電磁空間的信號(hào)一體化。這不僅能通過頻譜共享解決日益嚴(yán)重的頻譜資源高度緊缺、頻譜競(jìng)爭(zhēng)異常激烈、用頻需求飛速增長和頻譜利用率低下矛盾，還有望衍生出電磁資源統(tǒng)一操控概念。因此，未來的雷達(dá)通信一體化不是局限在硬件設(shè)備上的一體化，而是在此基礎(chǔ)上的電磁信號(hào)空間的一體化。但是，傳統(tǒng)一體化信號(hào)的自由度有限，無法在頻譜共享的條件下兼具雷達(dá)和通信性能。這是由經(jīng)典雷達(dá)探測(cè)理論、香農(nóng)信息論和帕塞瓦爾定理等基礎(chǔ)理論決定的。然而，基于多維聯(lián)合調(diào)制的一體化多維信號(hào)具備傳統(tǒng)一體化信號(hào)不可比擬的優(yōu)勢(shì)，且已初步顯現(xiàn)出了應(yīng)用潛力。從理論上講，一體化多維信號(hào)不違背經(jīng)典“相關(guān)”定義和帕塞瓦爾定理，不會(huì)與經(jīng)典雷達(dá)探測(cè)和通信理論形成沖突。通過拓展、挖掘和利用新維度設(shè)計(jì)一體化多維信號(hào)也不存在理論上的不可實(shí)現(xiàn)性。在一體化多維信號(hào)體制下，雷達(dá)通信同時(shí)、同空域?qū)︻l譜的共享等效于兩者同時(shí)、同空域且無干擾地獨(dú)占頻譜。拓展和挖掘的新自由度則用于抑制兩者間的干擾。但是若想設(shè)計(jì)切實(shí)可行且具備實(shí)用價(jià)值的一體化多維信號(hào)，則需要開展持續(xù)而深入的研究。概括來講，如何在傳統(tǒng)的信號(hào)維度基礎(chǔ)上拓展、挖掘出可用的新自由度，如何利用拓展、挖掘出的新自由度來設(shè)計(jì)物理可行且切實(shí)滿足雷達(dá)通信頻譜共享要求的一體化多維信號(hào)方案，是該方向需要解決的關(guān)鍵問題。本文在剖析雷達(dá)通信一體化信號(hào)研究歷程的基礎(chǔ)上指出了其走向多維調(diào)制的發(fā)展趨勢(shì)，并在同時(shí)、同頻、同空域的約束下建立了一體化多維信號(hào)理論模型?；诖?，本文拓展、挖掘和利用時(shí)延維度和子載波自由度，設(shè)計(jì)了具備潛在實(shí)用價(jià)值的一體化多維信號(hào)方案。從初步仿真和外場(chǎng)試驗(yàn)結(jié)果來看，一體化多維信號(hào)確實(shí)能夠高效兼顧雷達(dá)與通信性能，是未來潛在可行的面向雷達(dá)通信頻譜共享的重要信號(hào)形式之一。