單位功率因數(shù)雙LCC無線電能傳輸特性分析

王允建，苑立朋，孫萍，王立國

(河南理工大學(xué) 電氣工程與自動化學(xué)院，焦作 454003)

0 引言

磁耦合諧振式無線電能傳輸(MCR-WPT)系統(tǒng)的發(fā)射級電路與接收級電路沒有電氣連接，具有傳輸距離遠(yuǎn)、傳輸效率高、傳輸功率大等優(yōu)點[1,2]，常用于汽車充電系統(tǒng)中。汽車動力蓄電池開始充電時為恒流模式，當(dāng)充到電壓達(dá)到閾值，系統(tǒng)切換為恒壓模式[3]。所以，應(yīng)用于汽車充電的無線傳輸系統(tǒng)必須有恒流和恒壓輸出功能且便于切換。

通常，WPT系統(tǒng)需要實時監(jiān)測輸出電流和電壓數(shù)據(jù)反饋給原/副邊控制器，然后再采用移相控制，增加DC-DC電路[4]，改變系統(tǒng)工作頻率點等方式調(diào)節(jié)充電模式，這種被稱為動態(tài)調(diào)節(jié)法。此方法調(diào)節(jié)精度高，控制速度快，但存在系統(tǒng)電路復(fù)雜，控制難度高的缺點。近年來研究較多的還有一種靜態(tài)調(diào)節(jié)方法，即通過改變補償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)來調(diào)整充電模式。文獻(xiàn)[5]提出了一種在接收級改變諧振補償網(wǎng)絡(luò)以完成充電模式的轉(zhuǎn)換，整個切換過程不需前級參與控制，但需要在發(fā)射級進(jìn)行功率因數(shù)矯正才能實現(xiàn)電壓和電流的同相位。文獻(xiàn)[6]提出通過引入電感補償來抵消恒壓模式下反映阻抗的容性部分，實現(xiàn)了發(fā)射級的單位功率因數(shù)，但引入電感內(nèi)阻會對系統(tǒng)效率造成影響。文獻(xiàn)[7]針對LCC-S結(jié)構(gòu)，通過變補償參數(shù)的方式實現(xiàn)了恒流/恒壓和單位功率因數(shù)的參數(shù)匹配方法，提供了一種良好的思路。

本文在對磁耦合諧振式雙LCC補償網(wǎng)絡(luò)傳輸特性分析的基礎(chǔ)上，針對恒壓模式下反映阻抗呈阻容性的特點，提出了一種變發(fā)射線圈補償電容的方式，保證了發(fā)射級的單位功率因數(shù)，實現(xiàn)了電動汽車恒流/恒壓的充電需求。

1 雙LCC傳輸性能分析

基于雙LCC補償網(wǎng)絡(luò)的電動汽車充電系統(tǒng)等效電路如圖1所示。

1.1 正向恒流充電

定義Cpc為恒流充電時發(fā)射線圈補償電容，發(fā)射級和接收級的LCC網(wǎng)絡(luò)都配置為恒流輸出，圖1中元件參數(shù)關(guān)系為：

式(1)中ω0為諧振角頻率。

接收級輸入阻抗Zin2為阻性：

接收級等效到發(fā)射級的反映阻抗Zr為阻性：

發(fā)射級的輸入阻抗Zin1為：

呈純阻性，系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)單位功率因數(shù)。

發(fā)射級工作在恒流模式，故發(fā)射線圈電流可用式(5)估算：

此時輸出電流：

當(dāng)接收線圈的內(nèi)阻rs≈0時，系統(tǒng)實現(xiàn)恒流輸出，所以在電路制作時應(yīng)盡量減少耦合線圈的內(nèi)阻。

此時可用下式估算輸出功率：

則傳輸效率的估算值為：

1.2 正向恒壓充電

定義Cpv為恒壓充電時發(fā)射線圈補償電容，發(fā)射級LCC配置為恒流輸出，接收級LCC配置為恒壓輸出，圖1中元件參數(shù)關(guān)系為：

接收級輸入阻抗Zin2呈阻感性：

當(dāng)忽略內(nèi)阻時，反映阻抗Zr為：

呈阻容性，且容性部分與負(fù)載Ra無關(guān)[6]。

發(fā)射級的輸入阻抗Zin1為：

呈阻感性，系統(tǒng)不能實現(xiàn)單位功率因數(shù)。此時需要將反映阻抗中的容性部分抵消掉。文獻(xiàn)[8]通過在發(fā)射線圈串聯(lián)附加電感來抵消反映阻抗的容性部分，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)的目標(biāo)，但是此方法增加了內(nèi)阻，影響系統(tǒng)的效率。為了找到更合適的補償措施，可以采用變發(fā)射線圈補償電容的方式，使得變化之后的電容滿足：

此時發(fā)射級輸入阻抗變?yōu)椋?/p>

由此可見，采用合適的發(fā)射線圈補償電容Cp，可使輸入阻抗為純阻性。

接收級的輸出電壓為：

傳輸功率為：

傳輸效率的估算值為：

2.3 恒流轉(zhuǎn)恒壓切換模式

由前兩節(jié)分析可知，具體的充電裝置如圖2所示：

圖2 雙LCC變參數(shù)補償結(jié)構(gòu)

圖2中，充電開始后，開關(guān)S1接1端口，開關(guān)S2打開，進(jìn)入恒流充電，此時檢測輸出電壓的值，當(dāng)達(dá)到電壓閾值時，接收級控制開關(guān)S2閉合，進(jìn)入恒壓充電，同時將切換的信號傳送到發(fā)射級，發(fā)射級接收到信號后將S1切到2端口，以調(diào)整系統(tǒng)的輸入阻抗角。

2 仿真分析

2.1 恒流充電

仿真時網(wǎng)絡(luò)參數(shù)配置為L1=L2=63.3μH，Lp=Ls=300μH，Cpc=10.7nF，C1=C21=40nF，r1=r2=0.1Ω，r1=r2=0.4Ω，耦合系數(shù)k=0.2，輸入電壓有效值為380V，f0=100kHz。仿真結(jié)果如圖3、圖4所示。

圖3 不同負(fù)載時的輸出電流與功率因數(shù)曲線

圖4 不同負(fù)載時的傳輸效率曲線

圖3表明輸出電流隨著負(fù)載增大略有減小，當(dāng)負(fù)載由10～100Ω大范圍變化時電流僅變化2.7%，基本實現(xiàn)恒流輸出，且實現(xiàn)了單位功率因數(shù)。圖4是在不同負(fù)載時的效率曲線。當(dāng)負(fù)載較小時，其線路損耗較大，傳輸效率的估算值與其仿真實測值的對比曲線，由于近似計算中忽略了部分內(nèi)阻，使得估算值大于實測值，但是變化趨勢相同，驗證了恒流模式下效率公式推導(dǎo)的正確性。

2.2 恒壓充電

仿真時網(wǎng)絡(luò)參數(shù)配置為Cpv=20.6nF，C22=80nF，其他參數(shù)同恒流模式。仿真結(jié)果如圖5、圖6所示。

圖5 不同負(fù)載時的輸出電壓與功率因數(shù)曲線

圖6 不同負(fù)載時的傳輸效率曲線

輸出電壓隨著負(fù)載增大而緩慢增加，當(dāng)負(fù)載由10～100Ω大范圍變化時電壓僅變化4.7%，基本實現(xiàn)恒壓輸出，且實現(xiàn)了單位功率因數(shù)。圖6是在不同負(fù)載時，傳輸效率的估算值與其仿真實測值的對比曲線，由于近似計算中忽略了部分內(nèi)阻，使得估算值大于實測值，但是變化趨勢相同，驗證了恒壓模式下效率公式推導(dǎo)的正確性。

3 結(jié)語

本文為解決雙LCC諧振網(wǎng)絡(luò)在恒壓充電模式下的功率因數(shù)下降問題，在對網(wǎng)絡(luò)傳輸性能分析的基礎(chǔ)上，提出了變發(fā)射線圈補償電容的調(diào)諧方法，該方法在MATLAB仿真模型中得以驗證。仿真結(jié)果表明在兩種充電模式下發(fā)射級均實現(xiàn)了單位功率因數(shù)，驗證了所提方法的有效性和效率估算推導(dǎo)的正確性。