UHF RFID自適應(yīng)射頻干擾對(duì)消技術(shù)*

余 旭，宋國(guó)棟，劉學(xué)觀，周鳴籟

(蘇州大學(xué) 電子信息學(xué)院，江蘇 蘇州 215006)

0 引 言

射頻識(shí)別(Radio Frequency Identification，RFID)是一種利用射頻信號(hào)實(shí)現(xiàn)非接觸式通信的自動(dòng)識(shí)別技術(shù)[1]，它可以實(shí)現(xiàn)對(duì)物品的監(jiān)控、識(shí)別、管理和跟蹤[2-4]，其中超高頻(Ultra-high Frequency，UHF)RFID技術(shù)以其識(shí)別距離遠(yuǎn)、標(biāo)簽制作成本低、多標(biāo)簽識(shí)別和快速識(shí)別等優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛關(guān)注。UHF RFID系統(tǒng)的通信采用反向散射原理，閱讀器在接收標(biāo)簽反向散射信號(hào)的同時(shí)需要不斷發(fā)射載波為標(biāo)簽進(jìn)行供能[5-6]。發(fā)射的載波信號(hào)與環(huán)境中反射的載波信號(hào)共同進(jìn)入射頻接收前端，在接收電路上形成自干擾信號(hào)，其信號(hào)強(qiáng)度遠(yuǎn)大于接收的反向散射信號(hào)，從而影響接收靈敏度。目前高精度RFID系統(tǒng)幾乎被國(guó)外壟斷，國(guó)產(chǎn)RFID閱讀器芯片的系統(tǒng)性能有待提升，其中高效實(shí)時(shí)射頻前端的自干擾消除技術(shù)也是一個(gè)有待突破的瓶頸。

閱讀器射頻前端一般采用定向耦合器或者其他雙工器實(shí)現(xiàn)收發(fā)隔離，雙工器的隔離度一般只有25 dB左右，影響了RFID系統(tǒng)識(shí)別成效。自干擾消除技術(shù)是提高收發(fā)隔離度的有效方法。目前，自干擾信號(hào)的消除方法分為無源射頻自干擾抵消和有源射頻自干擾抵消[7]，兩種對(duì)消技術(shù)多應(yīng)用于單天線的閱讀器設(shè)備。無源射頻自干擾抵消技術(shù)將定向耦合器耦合端口的反射結(jié)構(gòu)改為可電調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，使耦合端阻抗失配，通過對(duì)該端口反射系數(shù)的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)使耦合端上的反射信號(hào)與隔離端的自干擾信號(hào)在接收端口相互抵消。文獻(xiàn)[8]在0.8～1 GHz頻段內(nèi)取得了不低于30 dB隔離度。文獻(xiàn)[9]通過控制PIN二極管和變?nèi)莨艿钠秒妷焊淖兤潆娮韬碗娙?，?shí)現(xiàn)耦合端反射信號(hào)的幅相調(diào)節(jié)，可在896～906 MHz的頻段內(nèi)實(shí)現(xiàn)優(yōu)于60 dB的收發(fā)隔離度。有源射頻自干擾對(duì)消技術(shù)，通過調(diào)制參考信號(hào)源的幅度和相位，使得該信號(hào)在接收鏈路上能完全抵消自干擾信號(hào)。英頻杰公司的集成讀寫器芯片R2000[10]中，可對(duì)消功率大于+15 dB，對(duì)消器控制算法采用局部搜索法。文獻(xiàn)[11]采用微控制器控制矢量調(diào)制器以實(shí)現(xiàn)抵消信號(hào)的幅度、相位調(diào)節(jié)，在915 MHz頻點(diǎn)實(shí)現(xiàn)了18.6 dB自干擾信號(hào)抑制效果。在文獻(xiàn)[12]中，電路每次找到一個(gè)局部最小值就減少步長(zhǎng)進(jìn)行搜索，大約在330 ms搜索到最優(yōu)解，可抵消自干擾信號(hào)約40 dB。

目前，射頻自干擾對(duì)消技術(shù)存在控制電路復(fù)雜、算法閉環(huán)速度慢，以及自干擾信號(hào)的抑制程度對(duì)矢量調(diào)制器的精度要求高等問題。為此，本文提出了高精度矢量調(diào)制器結(jié)合Powell最優(yōu)值搜索算法的有源射頻自干擾對(duì)消方法，使對(duì)消電路具有更快的響應(yīng)速度和更高的自干擾信號(hào)抑制程度。

1 自干擾信號(hào)的來源與對(duì)消原理

1.1 自干擾信號(hào)的來源

圖1是一個(gè)典型的RFID閱讀器射頻前端結(jié)構(gòu)圖，可以看出自干擾來源主要路徑為A、B、C。路徑A表示由于定向耦合器的隔離度不高，泄漏到接收端的載波。路徑B表示由于天線的阻抗匹配不好，返回到接收端的載波。路徑C表示由于環(huán)境的復(fù)雜，反射回接收端的載波。

圖1 自干擾信號(hào)來源路徑圖

1.2 自干擾信號(hào)的對(duì)消原理

圖2是一個(gè)經(jīng)典的有源射頻自干擾對(duì)消電路結(jié)構(gòu)圖。

圖2 自干擾信號(hào)抵消路徑圖

無源RFID射頻識(shí)別系統(tǒng)通常采用ASK調(diào)制,假設(shè)路徑A、B、C合成的自干擾信號(hào)VSJ(t)為

VSJ(t)=ASJcos(ω0t) 。

(1)

將定向耦合器的耦合端信號(hào)作為參考源信號(hào)VS(t)，通過MCU調(diào)節(jié)調(diào)幅、調(diào)相電路的控制參數(shù)，產(chǎn)生抵消信號(hào)VC(t)為

VC(t)=ACcos(ω0t+φ)。

(2)

式中：ω0為載波信號(hào)的角頻率；ASJ為自干擾信號(hào)的幅值；AC為抵消信號(hào)的幅值；φ為自干擾信號(hào)與抵消信號(hào)間的相位差。則當(dāng)自干擾信號(hào)被抵消之后的接收信號(hào)VRX(t)為

VRX(t)=VC(t)+VSJ(t)，

(3)

則其幅值為

(4)

式(4)中，當(dāng)φ等于180°時(shí)，|VRX|的取值最小。令Δθ=180°-φ表示與理想值的相位差，令自干擾信號(hào)與抵消信號(hào)的幅度差ΔA為

ΔA=20lg(AC/ASJ)，

(5)

當(dāng)ΔA趨近于0 dB、Δθ趨近于0°時(shí)，抵消信號(hào)與自干擾信號(hào)幅度相等，相位相差180°，此時(shí)|VRX|的值為零，自干擾信號(hào)被完全抵消。

有源對(duì)消技術(shù)的關(guān)鍵是響應(yīng)時(shí)間和對(duì)消幅相實(shí)現(xiàn)精度。本文采用高精度數(shù)字矢量移相器與衰減器為核心，以改進(jìn)的Powell搜索算法為手段，實(shí)現(xiàn)高精度實(shí)時(shí)對(duì)消。

2 硬件電路設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)

本文設(shè)計(jì)的自適應(yīng)干擾對(duì)消電路的硬件部分主要分為幅度衰減模塊、移相器模塊、功率檢測(cè)模塊、MCU控制模塊、電源模塊，其中，移相器的控制系數(shù)W2為8 b，移相范圍為0°～360°，步進(jìn)精度為1.406 25°；幅度衰減器的控制系數(shù)W1為6 b，衰減范圍為0～31.5 dB，步進(jìn)精度為0.5 dB；功率檢測(cè)模塊的線性檢測(cè)有效范圍為-65～0 dB。采用多路功分、合路器來確保電路的穩(wěn)定性，其最終的硬件實(shí)現(xiàn)框圖如圖3所示。

圖3 硬件實(shí)現(xiàn)框圖

3 自適應(yīng)控制算法

3.1 最優(yōu)解搜索算法

對(duì)消電路通過調(diào)節(jié)衰減器的控制系數(shù)和移相器控制系數(shù)，使干擾對(duì)消電路工作在最優(yōu)抑制狀態(tài)。下面通過數(shù)學(xué)建模來分析對(duì)消電路的最優(yōu)解搜索問題。

將接收信號(hào)幅值與自干擾信號(hào)幅值的比值作為自干擾信號(hào)抑制比r，則

r=20lg(|VRX|/ASJ) 。

(6)

將式(4)、(5)代入式(6)中，化簡(jiǎn)得

r=10lg(1+10ΔA/10+2×10ΔA/20×cos Δθ)。

(7)

r是以幅度差和相位差為變量的函數(shù)，曲線如圖4所示。

圖4 自干擾信號(hào)抑制程度與幅、相差函數(shù)關(guān)系圖

由圖4知，通過調(diào)節(jié)衰減器和移相器的控制系數(shù)，使幅度差ΔA趨近于0 dB，相位差Δθ趨近于0°時(shí)，以達(dá)到最優(yōu)的抵消效果。這是個(gè)最優(yōu)解問題，本文使用改進(jìn)的Powell搜索算法。

圖5 Powell搜索算法實(shí)現(xiàn)步驟圖

圖6 DDA畫線算法實(shí)現(xiàn)圖

下面簡(jiǎn)述算法的實(shí)現(xiàn)過程。假設(shè)以A點(diǎn)為初始搜索位置，將變量W1增加1個(gè)單位值，然后根據(jù)搜索方向計(jì)算出W2需要變化的值，對(duì)變化的值進(jìn)行取整操作。將這個(gè)點(diǎn)作為下次需要搜索的點(diǎn)。通過DDA畫線算法，可以使得W1、W2的搜索步進(jìn)值盡可能小，從而避免搜索過程中錯(cuò)過最優(yōu)解和超出自變量取值范圍。

圖7表示在給定自干擾信號(hào)VSJ(t)與抵消信號(hào)的參考源信號(hào)VS(t)時(shí)，控制系數(shù)W1、W2值與對(duì)消效果的函數(shù)關(guān)系，其中參考源信號(hào)VS(t)與VSJ(t)之間幅度差為6 dB，相位差為60°。此時(shí)調(diào)節(jié)控制系數(shù)使得VS(t)衰減6 dB、移相120°，得到抵消信號(hào)VC(t)，即可完全抵消VSJ(t)。為了估計(jì)電路自動(dòng)調(diào)節(jié)算法的效率，基于本文設(shè)計(jì)的對(duì)消電路，通過Matlab程序?qū)Ω倪M(jìn)的Powell搜索過程進(jìn)行仿真分析，研究搜索過程在不同初始位置即W1、W2取不同初始值時(shí)，達(dá)到最優(yōu)解所需要的搜索次數(shù)。

圖7 干擾抵消函數(shù)模型

隨機(jī)改變200次搜索的初始位置，對(duì)改進(jìn)的Powell搜索過程進(jìn)行相關(guān)的統(tǒng)計(jì)，結(jié)果顯示，算法總是能夠在3～4次迭代之后搜索到最優(yōu)解，計(jì)算得到平均每次Powell搜索過程需要調(diào)節(jié)幅度12.6次，調(diào)節(jié)相位67.5次。

3.2 自適應(yīng)閉環(huán)對(duì)消控制流程

由于RFID系統(tǒng)在工作的過程中，不僅載波的頻率和功率在不斷改變，其工作環(huán)境也有可能發(fā)生改變，這些改變會(huì)導(dǎo)致自干擾信號(hào)的幅度與相位發(fā)生變化。為了對(duì)消電路能夠根據(jù)這些改變進(jìn)行自適應(yīng)參數(shù)控制，設(shè)置了自干擾功率閾值，通過功率檢測(cè)模塊獲得自干擾功率實(shí)測(cè)值，根據(jù)兩者的大小來判斷是否進(jìn)行最優(yōu)參數(shù)搜索。為了避免搜索的解為局部最優(yōu)解，增加隨機(jī)驗(yàn)證過程，以實(shí)際搜索結(jié)果為中心，以搜索的最小步進(jìn)為單位，進(jìn)行簡(jiǎn)單的遍歷搜索，遍歷的個(gè)數(shù)為4個(gè)。如果遍歷的結(jié)果比Powell搜索的結(jié)果差，驗(yàn)證通過；否則，將遍歷搜索的次優(yōu)解作為新的初始搜索位置，再次進(jìn)Powell搜索，從而形成了具有快速響應(yīng)的改進(jìn)Powell自適應(yīng)對(duì)消控制算法。最終得到自適應(yīng)對(duì)消控制算法的程序流程如圖8所示。

圖8 自適應(yīng)射頻干擾對(duì)消電路程序流程圖

對(duì)消電路上電后進(jìn)行的第一次自動(dòng)調(diào)節(jié)過程中調(diào)相、調(diào)幅的次數(shù)較多，上小節(jié)已給出仿真估計(jì)。之后的自適應(yīng)調(diào)節(jié)過程，只需要根據(jù)載波頻率和幅度的變化進(jìn)行對(duì)消電路控制參數(shù)的微調(diào)。

4 測(cè)試與結(jié)果分析

實(shí)際測(cè)試環(huán)境如圖9所示，由信號(hào)源、示波器、頻譜分析儀、對(duì)消電路板組成，其中信號(hào)源、示波器和頻譜分析儀的型號(hào)分別為RIGOL公司的DSG3000B、DS6104和RSA5000系列，對(duì)消電路板采用FR4材質(zhì)，PCB板厚1.6 mm。測(cè)試對(duì)消電路對(duì)自干擾信號(hào)的抑制效果，并通過示波器捕捉控制算法程序在不同階段輸出的硬件標(biāo)志信號(hào)，測(cè)量對(duì)消電路的響應(yīng)時(shí)間。

圖9 對(duì)消電路測(cè)試環(huán)境

在840～960 MHz間的RFID頻段內(nèi)，以步進(jìn)1 MHz為間隔，信號(hào)源輸入功率為20 dBm，測(cè)試收發(fā)端之間隔離度的測(cè)試結(jié)果如圖10所示。由圖10知，該對(duì)消電路可使閱讀器收發(fā)端口的隔離度提高至62 dB以上，最高可達(dá)70 dB。

圖10 電路的接收端與發(fā)射端的隔離度

為了統(tǒng)計(jì)對(duì)消電路上電后的第一次自動(dòng)調(diào)節(jié)過程的實(shí)際耗時(shí)，進(jìn)行15次上電測(cè)試，統(tǒng)計(jì)得到電路平均調(diào)幅17.9次，調(diào)相61.4次，并實(shí)測(cè)得第一次自動(dòng)調(diào)節(jié)過程平均耗時(shí)為31.7 ms，此耗時(shí)包括電路的硬件耗時(shí)與軟件耗時(shí)。其中，各模塊單次動(dòng)作的實(shí)際耗時(shí)分別為移相模塊102 μs，衰減器模塊7 μs，功率檢測(cè)模塊187 μs。電路設(shè)計(jì)的關(guān)鍵參數(shù)如下：MCU內(nèi)部ADC時(shí)鐘為12 MHz，單次采樣時(shí)間為55時(shí)鐘周期，通過中值濾波算法來使得ADC采集的數(shù)據(jù)穩(wěn)定，其中采集次數(shù)為15次，兩次采集之間的延遲為5 μs；MCU與DAC之間的SPI時(shí)鐘速率為1 MHz。

第一次自動(dòng)調(diào)節(jié)之后，通過調(diào)節(jié)信號(hào)源的頻率和幅度來統(tǒng)計(jì)自適應(yīng)調(diào)節(jié)過程實(shí)際耗時(shí)。對(duì)信號(hào)源進(jìn)行10次隨機(jī)頻率和幅度的改變，統(tǒng)計(jì)得到電路平均調(diào)幅0.4次，調(diào)相8.7次，并實(shí)測(cè)得后續(xù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)過程平均耗時(shí)為3.9 ms。

5 結(jié) 論

本文分析了自干擾信號(hào)的來源和對(duì)消理論，并基于高精度的移相器、衰減器產(chǎn)生高質(zhì)量的對(duì)消信號(hào)，對(duì)消電路在移相精度為1.406 25°、幅度精度為0.5 dB情況下，通過改進(jìn)的Powell算法實(shí)現(xiàn)電路控制參數(shù)的自動(dòng)調(diào)節(jié)。測(cè)試結(jié)果表明，在840～960 MHz間的RFID頻段內(nèi)，RFID閱讀器收發(fā)端之間的隔離度提高至62 dB以上，最高可達(dá)到70 dB。本對(duì)消電路上電的首次自動(dòng)調(diào)節(jié)過程耗時(shí)大約31.7 ms，之后的自適應(yīng)過程可在3.9 ms左右完成參數(shù)調(diào)節(jié)。本文提出的對(duì)消電路響應(yīng)時(shí)間短、對(duì)消成效顯著，可為提升國(guó)產(chǎn)RFID閱讀器芯片的系統(tǒng)性能提供技術(shù)支撐。