聯(lián)合戰(zhàn)術通信網(wǎng)絡中的無線協(xié)同傳輸技術

胡金鎖，周國印，張迎，邵啟紅，馮曉容

(1.32180部隊，北京 100072；2.武漢中元通信股份有限公司研究開發(fā)中心，湖北 武漢 430205)

0 引言

具有人工智能輔助決策能力和云計算支撐能力的裝備(如無人機、無人車、5G計算及指控終端)使戰(zhàn)術通信網(wǎng)絡更加智能化、高效化。與此同時，網(wǎng)絡規(guī)模的擴大和軟硬件設備的異構性導致通信資源的協(xié)同變得異常復雜[1-5]。通信資源協(xié)同的范疇較為寬泛，從實現(xiàn)層級來分，包括能源層協(xié)同[6-7]、應用層協(xié)同[8-9]、網(wǎng)絡層協(xié)同[10-14]、鏈路層及物理傳輸層協(xié)同[15-19]。相對民用通信系統(tǒng)而言，戰(zhàn)術通信系統(tǒng)缺乏固定基礎設施且機動性要求高，是諸多高層級協(xié)同理念難以直接應用的技術原因。

基于鏈路層及物理層的協(xié)同傳輸(CT)是網(wǎng)絡協(xié)同支撐性技術，具有不依賴網(wǎng)絡架構和戰(zhàn)術應用形式的特點[20-21]。CT技術的分類包括：1)依協(xié)同設備使用方式可分為專用、非專用、輔助性設備，如衛(wèi)星屬于典型的專用中繼協(xié)同設備；2)依協(xié)同跳數(shù)及拓撲關系可分為兩跳、多跳、分布式、鏈式等，如自組網(wǎng)屬于分布式多跳協(xié)同、微波接力機屬于多跳鏈式協(xié)同[22]；3)依信息變化可分為透明中繼、可再生中繼協(xié)同；4)依協(xié)議處理層級分為物理層、鏈路層、網(wǎng)絡層協(xié)同；5)依信號處理模型分為估計轉(zhuǎn)發(fā)、壓縮轉(zhuǎn)發(fā)、譯碼轉(zhuǎn)發(fā)、消除轉(zhuǎn)發(fā)、聚集轉(zhuǎn)發(fā)等類別。表1 為CT技術分類。

表1 CT技術分類

保持戰(zhàn)術通信網(wǎng)絡鏈路的通連性是研究CT技術的首要目的，具體包括：1)在鏈路變差情況下，通過有效措施使信噪比高于容忍極限，以保持通連；2)在鏈路中斷或障礙遮擋情況下，通過配置單個或多個中繼節(jié)點，完成越障通信。

1 問題提出

如圖1所示，考慮戰(zhàn)術行動中的一條動態(tài)通信鏈路(從運動源端S到運動目的端D)，因電磁波傳播環(huán)境變化導致的鏈路變差或鏈路中斷難以避免。為保證傳輸任務執(zhí)行，考慮如下應對措施：1)采用多天線協(xié)同，即多輸入多輸出(MIMO)協(xié)同以提高鏈路穩(wěn)定性和可靠性，需要明確收發(fā)天線數(shù)量及配置策略、復用和分集選擇、多通道接收數(shù)據(jù)的合并依據(jù)；2)采用中繼協(xié)同以提高鏈路的抗遮擋能力，需要明確中繼節(jié)點數(shù)量和形態(tài)(如是否需要升空)、多中繼空間位置與鏈路信號噪聲功率比(SNR)的關系。

2 系統(tǒng)模型

鏈路中斷概率預估和影響因素分析是CT技術應用的前置條件，作戰(zhàn)想定是傳輸容量的設計依據(jù)和判定標準。單天線收發(fā)鏈路的信道容量C與信道帶寬B、接收信號功率P及噪聲功率N的關系由香農(nóng)公式給出如下：

C=Blog2(1+P/N)

(1)

當信道環(huán)境發(fā)生變化(如傳播距離變遠、多徑、遮擋、干擾等)時，接收端信噪比γ=P/N可視為隨機分布變量。當γ值低于應用需求所確定的門限值γth時，鏈路承載容量過載，表現(xiàn)出鏈路中斷狀態(tài)。用φ(γ)表示信噪比γ的概率密度函數(shù)，則中斷概率Po可表示如下：

(2)

若鏈路中斷概率評估值較高或?qū)嶋H中斷頻發(fā)，則需要應用CT技術保障其通連性，如通過多天線MIMO協(xié)同或新增中繼節(jié)點予以實現(xiàn)。

2.1 MIMO協(xié)同模型

立足于通信設備的模塊化和標準化，單設備中配備多個通道(獨立或非獨立)是多天線MIMO協(xié)同的基礎[15-16]。通過借鑒先進通信標準[17-20]，MIMO協(xié)同的技術探索已出現(xiàn)在戰(zhàn)術自組網(wǎng)(Ad-Hoc)、寬帶戰(zhàn)術互聯(lián)網(wǎng)、戰(zhàn)術協(xié)同傳輸組網(wǎng)、戰(zhàn)術通信抗干擾、雷達定位、無人機作戰(zhàn)協(xié)同、軍事醫(yī)學儀器等領域。MIMO協(xié)同可獲得的收益包括：1)容量增益，用于提高傳輸容量；2)分集增益，用于對抗信道衰落；3)陣列增益，用于提高接收信噪比；4)波束增益，用于抗干擾或者空間多址。MIMO協(xié)同的典型用法包括：通過分集提升鏈路可靠性，即降低傳輸誤碼率；通過復用提升鏈路容量，即提出傳輸負載能力。

考慮MIMO分集協(xié)同與鏈路可靠性的關系，即分集對誤符號率(或誤碼率)的提升。在衰落信道中，如果存在L條接收分支，則需要把這些分支所接收的信號進行組合，以獲得極大化的信號功率。從數(shù)學上看，分集接收的實質(zhì)是將信道響應不相關的信號副本進行線性或非線性組合。常用的合并方法有3種：選擇合并、等增益合并以及最大比合并。用rh(t)表示第h(h=1，2，…，L)條分支接收的信號副本，αh表示加權系數(shù)并滿足功率歸一化條件(即信號功率不變)，r(t)表示組合后的信號，

(3)

為便于分析比較，假定分支條數(shù)為L，各分支經(jīng)衰落信道(Rayleigh信道或Rician信道)，則每條分支的平均信噪比可表示為

(4)

式中：Ωl表示功率衰減均值；Es為符號平均功率；N0為噪聲功率密度；ks為每符號比特數(shù)；Eb為每比特平均能量。矩母生成函數(shù)(MGF)是在已知信噪比情況下求符號錯誤率(SER)的有效數(shù)學工具，在Rayleigh衰落情況下，每分支的MGF可用s變換表示為

(5)

(6)

式中：K為直達路徑和散射路徑的能量比值(即Rician因子)。利用MGF與SER之間的關系，則可得到在典型調(diào)制方式(M-PSK)下，在采用MRC方式進行合并時的SER解析表達式[23]如下：

(7)

式中：M為接收天線數(shù)；θ為積分變量。依據(jù)不同調(diào)制階數(shù)，可根據(jù)SER求出比特錯誤率(BER)，得到MIMO協(xié)同前后鏈路誤碼率解析表示式(當L=1時表示協(xié)同前)。

考慮多天線協(xié)同導致的傳輸容量的變化。用N表示發(fā)射天線數(shù)，用n(n=1，2，…，N)表示發(fā)射天線序號，則第m副天線接收信號為N個分支(或副本/支路)信號和，每支信號為信道沖激響應hm,n(t)與信號sn(t)的卷積，即表示為

(8)

式中：ηm(t)為第m通道噪聲。在窄帶平坦衰落信道，即發(fā)射信號帶寬遠大于信號的多徑信道的相干帶寬，此時信道沖激響應可看作一個沖激函數(shù)(δ函數(shù))，即

hm,n(t)=hm,n(t)δ(t)=hm,n(0)

(9)

第m副天線接收到的信號可用直接相乘代替卷積過程，即有

(10)

將(10)式進行如下處理：1)以時間t=kTs(Ts為抽樣時間間隔)進行抽樣，得到離散信號模型；2)用符號間隔內(nèi)的信號能量Es與噪聲能量ηt進行歸一化處理，則離散時間MIMO系統(tǒng)模型為

(11)

式中：Y(k)為M維接收符號向量；H表示M×N階信道響應矩陣；s(k)表示N維發(fā)射符號向量；η(k)表示M維加性高斯白噪聲向量。

在各天線互相獨立的條件下，N發(fā)M收的MIMO系統(tǒng)其信道容量[24]可表示為

(12)

式中：IM為M階單位矩陣。不難發(fā)現(xiàn)，MIMO協(xié)同采用復用方式時，容量提高的理論極限值為M。

2.2 多跳中繼協(xié)同模型

考慮對透明中繼進行建模，以評估多跳協(xié)同后的SNR。如圖2所示，源終端S發(fā)射信號中包含有用信號s0(t)和噪聲n0(t)，經(jīng)H跳到目的終端D并被接收。在第h(h=1,2,…,H)跳過程中，gh表示發(fā)送節(jié)點幅度增益，dh表示該跳傳輸距離，αh表示幅相衰減因子，nh表示接收到的加性噪聲，Hop表示跳數(shù)。

該鏈路屬于典型的級聯(lián)結構，不難發(fā)現(xiàn)第h跳后的信號可表示為

sh(t)=ghαhsh-1(t)+nh(t)

(13)

sh(t)=κhs0(t)+hnT

(14)

(15)

矩陣n(t)維度為1×(h+1)，具體為

(16)

用γh表示第h跳后的信號信噪比，即可得

(17)

(18)

特別地，當H=2時，鏈路為基本的雙跳中繼鏈路，此時信號為

s2(t)=g2α2g1α1·s0(t)+

(19)

滿足假定條件下的信噪比如下：

(20)

不難發(fā)現(xiàn)，協(xié)同透明中繼后信噪比會隨著級數(shù)增多而降低。對再生中繼而言，節(jié)點在信號再生(譯碼再編碼)過程中抑制了噪聲的影響，多跳協(xié)同后的信噪比優(yōu)于透明中繼，且與中繼節(jié)點收發(fā)機系統(tǒng)性能有關。

高層建筑的抗震效果與施工過程中的每個環(huán)節(jié)、每道工序也是息息相關的，因此我們在施工現(xiàn)場應高度重視施工中各個工序的管理工作，嚴格按照設計圖紙和相關規(guī)范科學合理地安排每一個施工環(huán)節(jié)，確保建筑的工程質(zhì)量滿足抗震設計的要求。

3 仿真實驗

為進行模型驗證和效果評估，在Windows 10操作系統(tǒng)環(huán)境下，基于MATLAB仿真軟件進行4組仿真實驗，仿真信道環(huán)境包括高斯信道、多徑衰落信道(瑞利信道模型、萊斯信道模型)，仿真配置依據(jù)具體協(xié)同模型。

3.1 MIMO協(xié)同

MIMO協(xié)同實驗主要考慮為如何對數(shù)量有限的收發(fā)天線進行配置、不同空時編碼方式、不同的鏈路合并形式對鏈路傳輸BER的影響。仿真參數(shù)為：1)調(diào)制方式采用BPSK調(diào)制；2)信道編碼方案為無差分編碼、無信道編碼；3)分集合并方式采用MRC方案；4)功率分配采用等功率方案，即單天線發(fā)射功率1 W，雙天線發(fā)射每個天線0.5 W；5)天線配置包括單發(fā)雙收、雙發(fā)單收及用于對比的單發(fā)單收。

3.1.1 實驗1 雙天線下發(fā)射分集與接收分集BER對比

用Tx和Rx表示發(fā)射和接收，現(xiàn)分析雙發(fā)單收(2Tx，1Rx)和單發(fā)雙收(1Tx，2Rx)的BER性能。對于雙發(fā)單收(2Tx，1Rx)配置，為避免同時同頻導致的自干擾，采用Alamouti空時編碼分集方案。對于單發(fā)雙收(1Tx，2Rx)配置，采用MRC方案，并與常規(guī)的單發(fā)單收(SISO)進行對比，結果如圖3所示。

不難發(fā)現(xiàn)：1)與SISO方案相比，兩種方案均有性能增益，且信噪比越高收益越明顯；2)MRC(1Tx，2Rx)接收分集相比采用Alamouti(2Tx，1Rx)的發(fā)射分集具有3 dB的增益，這是因為將兩種情況總發(fā)射功率設置相同導致的。如果調(diào)整發(fā)射功率，使這兩種情況下的接收功率相同，則二者具有相同性能。

3.1.2 實驗2 天線數(shù)量為4的分集方案仿真對比

考慮在戰(zhàn)術通信系統(tǒng)架構中，需要評估不同的收發(fā)天線/通道配置所獲得誤碼率性能，例如在4個天線可供配置的情況，需要考慮1發(fā)4收(1Tx,4Rx)分集方案、2發(fā)2收(2Tx,2Rx)分集方案以及4發(fā)1收(4Tx,1Rx)分集方案共3種情況的效果。仿真參數(shù)調(diào)制方式為QPSK，傳輸速率設置為相同的1位/(s·Hz-1)，信道模型為多徑衰落信道(平坦衰落)，采用平坦衰落信道下SISO架構的BER理論值作為對比參考。在發(fā)射分集方案中，采用正交空時分組編碼(OSTBC)進行1/2碼率進行預編碼；在2發(fā)2收(2Tx,2Rx)方案中，采用Alamouti方案；在1發(fā)4收(1Tx,4Rx)分集方案中，采用MRC方案，并假設能正確估計出各路信號的合并系數(shù)。仿真的Eb/N0范圍設置為0～20 dB，仿真的BER取現(xiàn)結果如圖4所示。

仿真結果表明：1)采用MIMO架構相比SISO架構具有非常明顯的BER性能提升，如BER為10-2時MRC方案相對SISO可將Eb/N0的要求降低15 dB；2)基于OSTBC編碼的發(fā)射分集方案比MRC準則接收分集的BER特性要差，表明在天線數(shù)量約束情況下，應選用接收分集以期待獲得更好的效果，其原因在于發(fā)射分集無法避免自身連續(xù)干擾；3)Alamouti方案具有良好的折中性能，在獲得比SISO更好性能的同時還能保證收發(fā)天線/通道配置的無差異性，是無差異節(jié)點進行組網(wǎng)的理想架構方案。

考慮瑞利衰落信道MIMO協(xié)同的BER性能，基于前述理論分析，圖5繪出了BPSK調(diào)制方式在AWGN信道及衰落信道分集的對比。仿真實驗表明：1)在衰落信道環(huán)境中采用協(xié)同方式能顯著改善系統(tǒng)的端到端傳輸BER性能；2)理論上分支足夠多時，多分支協(xié)同在衰落信道中的性能可以逼近AWGN信道，但基于性價比考慮，采用2～4分集即可在性能和成本方面進行較好的折中處理。

3.2 多跳協(xié)同

多跳協(xié)同實驗主要考慮多跳對BER的改善及跳數(shù)與SNR的關系。

3.2.1 實驗1 無協(xié)同(單跳)與有中繼協(xié)同(雙跳)的BER性能對比

兩種場景下D-BPSK的仿真實驗結果表明：1)在高SNR區(qū)域，兩種場景下的誤碼率曲線斜率相同，表明兩種方案具有相同的分集度；2)雙跳鏈路的性能差別主要是由功率增益導致，如果不考慮兩跳中繼鏈路相比于傳統(tǒng)的單跳鏈路的功率增益，則直傳鏈路的性能會優(yōu)于多跳場景。

3.2.2 實驗2 協(xié)同鏈路的跳數(shù)與SNR之間的關系

依據(jù)前述理論分析，圖7給出了協(xié)同鏈路的跳數(shù)與SNR之間的關系。仿真條件為：1)每節(jié)點采用等間距，即d相同；2)每節(jié)點之間假設電磁環(huán)境相同，即衰減因子α相同；3)源節(jié)點信噪比進行歸一化處理為0 dB；4)考慮衰減補償值gα(g為幅度增益，α為幅度衰減)3種典型情況，即大于1、小于1、等于1。

圖7仿真結果表明：1)節(jié)點幅度增益g應需要補償幅度衰減α的影響，即滿足gα>1；2)當補償增益g不夠時，SNR損失與跳數(shù)呈近似線性關系；3)多跳的SNR損失主要是由前級導致的，當gα>2時，SNR與跳數(shù)關聯(lián)較弱，即SNR損失很小。

4 系統(tǒng)實現(xiàn)

實現(xiàn)MIMO協(xié)同的源端和終端均需多通道數(shù)字接收架構。專用于中繼的協(xié)同節(jié)點工作方式包括直接轉(zhuǎn)發(fā)(AF)、線性放大轉(zhuǎn)發(fā)(LF)、譯碼轉(zhuǎn)發(fā)(DF)等，需要基于模擬硬件和數(shù)字硬件實現(xiàn)。LF在AF基礎上增加預失真電路以保證轉(zhuǎn)發(fā)信號的線性度，DF通過譯碼過程抑制了信號噪聲，增加了處理步驟和處理時延。

4.1 收發(fā)機結構

典型的模擬硬件結構中繼收發(fā)機包括收發(fā)天線、雙工器、接收帶通濾波器(R-BPF)、低噪聲放大器(LNA)、頻率綜合器、頻率變換器、線性處理器、帶通濾波器(BPF)、功率放大器(PA)、發(fā)送帶通濾波器(T-BPF)、電源等，如圖8所示。模擬結構可用于AF、線性放大轉(zhuǎn)發(fā)(LF)中繼，由于信號不能存儲，不能適用于時分轉(zhuǎn)發(fā)(TDR)系統(tǒng)，應用設計主要考慮可編程頻率偏移設計、可變功率設計、高隔離雙工濾波器設計等。

典型數(shù)字硬件結構中繼收發(fā)機在模擬硬件結構中繼收發(fā)機基礎上增加了信號處理、模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)、數(shù)模轉(zhuǎn)換(DAC)、正交調(diào)制解調(diào)等模塊，如圖9所示。數(shù)字結構可用于透明中繼和可再生中繼，因具有存儲功能，可用于TDR系統(tǒng)，應用設計主要考慮同步、內(nèi)存、高速數(shù)據(jù)總線、基帶協(xié)議棧、濾波器復用等。

4.2 實現(xiàn)復雜度

對不同結構進行復雜度(或成本)的評估是系統(tǒng)方案設計中需要考慮的實際問題。由于純模擬結構不能實現(xiàn)任何可再生中繼協(xié)議，其一般用于窄帶系統(tǒng)，對時鐘頻率和放大器的要求均不是非常嚴格。兩種結構對雙工器均有很高的要求，尤其是頻分中繼方式，需要較高的收發(fā)隔離度防止系統(tǒng)內(nèi)部干擾；LNA的復雜程度取決于信號帶寬，帶寬越大則保證信號線性度的難度越大；表2為兩種結構主要模塊(濾波器、時鐘頻率、功率放大器、信號處理、信號存儲)的復雜度對比。

表2 硬件結構的復雜性對比

5 結論

本文在對現(xiàn)有通信協(xié)同方式進行分類對比的基礎上明確了基于物理層和鏈路層的CT對戰(zhàn)術通信的重要意義，確立了保持鏈路的通聯(lián)性的戰(zhàn)術CT準則。給出了典型的CT應用場景，建立了數(shù)學模型及數(shù)學分析、進行了仿真實驗。提出了CT的模擬和數(shù)字硬件結構，并對硬件復雜度進行了對比。文中應用場景模型、理論及仿真驗證、硬件架構及特點分析對于CT系統(tǒng)規(guī)劃、項目設計及裝備研制具有參考意義。