星間相位干涉儀測角系統(tǒng)設(shè)計及精度分析

朱糧偉，李明成，王春暉，金仲和

浙江大學(xué) 航空航天學(xué)院，杭州 310027

1 引言

微小衛(wèi)星編隊(duì)飛行、多星協(xié)同作業(yè)可以實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)單顆大衛(wèi)星無法實(shí)現(xiàn)的功能。比如，能夠在同一時刻對同一目標(biāo)實(shí)現(xiàn)多維度探測，能夠提供大孔徑和長測量基線，對通信、導(dǎo)航、遙感、電子偵察、精確定位、大氣人文和地球物理觀測等諸多領(lǐng)域具有非常重要的意義。高精度星間相對狀態(tài)測量技術(shù)是多星協(xié)同作業(yè)的關(guān)鍵技術(shù)之一，其中包括測距、測角、測速技術(shù)，是衛(wèi)星編隊(duì)執(zhí)行更加精細(xì)的太空任務(wù)的重要基礎(chǔ)。

傳統(tǒng)的星間相對測量方法有激光測量[1]、紅外測量[2]、可見光視覺測量[3]、GPS相對測量[4]等，但各自存在測量波束窄、易受空間輻射和強(qiáng)光影響、依賴近地軌道的GPS信號等缺點(diǎn)，而本文使用的無線電測量法不依賴于外界信號和軌道高度。本文的研究重點(diǎn)是星間相對角度測量系統(tǒng)，早期的無線電測角系統(tǒng)主要有幅度比較式測角[5]、多普勒測角[6]、到達(dá)時間差測角等。近年來，空間譜估計[7]和干涉儀技術(shù)是無線電測角的研究重點(diǎn)。干涉儀測角技術(shù)又分為相關(guān)干涉儀[8]和相位干涉儀，本文使用的相位干涉儀方法具有測角速度快、計算復(fù)雜度低的優(yōu)勢。

基于目前的研究現(xiàn)狀和浙江大學(xué)微小衛(wèi)星研究中心某衛(wèi)星研制任務(wù)的需求，將相位干涉儀技術(shù)應(yīng)用于微小衛(wèi)星星間測量系統(tǒng)，提出的系統(tǒng)在非相干偽碼測距的基礎(chǔ)上，利用測距系統(tǒng)的已有數(shù)據(jù)，使用相位干涉法結(jié)合載波相位測量值實(shí)現(xiàn)星間角度的測量。

本文的系統(tǒng)設(shè)計和精度分析有較強(qiáng)的通用性，對于有類似結(jié)構(gòu)的衛(wèi)星擴(kuò)頻接收機(jī)可以采用此方案擴(kuò)展通道實(shí)現(xiàn)角度測量，且噪聲源的傳遞過程基本相同，所以對于星間測距系統(tǒng)、衛(wèi)星通信接收機(jī)等的功能擴(kuò)展和精度分析有借鑒意義。

2 系統(tǒng)設(shè)計

在類GPS接收機(jī)的硬件基礎(chǔ)上提出了一種星間相位干涉儀測角系統(tǒng)，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 星間相位干涉儀測角系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of inter-satellite phase interferometer angle measurement system

圖1中的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)包含三條相同的接收機(jī)通道，單個通道的設(shè)計采用已經(jīng)較為成熟的超外差式接收機(jī)結(jié)構(gòu)，天線接收到的信號經(jīng)過饋線傳輸?shù)缴漕l前端進(jìn)行放大和濾波，下混頻獲得的中頻信號通過ADC采樣后送入FPGA中的基帶信號處理單元進(jìn)行處理。單個通道的基帶信號處理算法是已經(jīng)有較多應(yīng)用的非相干擴(kuò)頻測量法，使用載波跟蹤環(huán)路(Costas環(huán))獲得多普勒頻移和載波相位測量值，使用偽碼的延遲鎖定環(huán)路(delay lock loop，DLL)獲得碼相位和偽距測量值[9]。測角系統(tǒng)在單通道測距系統(tǒng)的基礎(chǔ)上增加了兩條通道，可以利用通道已有信息，在不增加額外硬件開銷的情況下，通過相位干涉法比相后得到星間相對角度(方位角、俯仰角)。此方法利用信號到達(dá)各通道天線的距離不同而產(chǎn)生相位差異，根據(jù)幾何關(guān)系計算出信號的來波方向。星間相對狀態(tài)解算單元通過主測量通道的偽碼相位解算出星間相對距離，通過主測量通道與其他兩路測量通道載波相位測量值比相得到星間角度。

這種星間測角系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，且與測距系統(tǒng)融合，數(shù)據(jù)處理方式簡單，不需要完成復(fù)雜的后處理和估計運(yùn)算，所以測量值實(shí)時性好，且可以得到高精度的測量值。

在圖1中的每條接收通道上，在不同信號處理環(huán)節(jié)中都會受到各種噪聲的影響，如熱噪聲、本振系統(tǒng)相位噪聲等。如果噪聲過大，就會影響測量系統(tǒng)的信號質(zhì)量，進(jìn)而造成測量值的惡化，因此對不同種類噪聲理論建模與分析具有重要的意義。

3 噪聲模型及其傳遞函數(shù)

3.1 單通道噪聲源分析

在噪聲模型分析中，一般都認(rèn)為噪聲以加性噪聲的方式造成信號的信噪比惡化，從而影響測量精度。首先給出載波信號信噪比SNR的定義[10]：

(1)

式中：C為載波功率；N0為噪聲功率譜密度；BL為接收機(jī)帶寬。

則載波相位測量值誤差σφ與信噪比SNR有以下關(guān)系式

(2)

單通道接收機(jī)系統(tǒng)主要的噪聲源有以下幾種。

1)熱噪聲。常溫下熱噪聲功率譜密度為-174 dBm/Hz[11]。假設(shè)輸入信號功率大小為S，系統(tǒng)噪聲系數(shù)為Nr，則進(jìn)入載波跟蹤環(huán)路的噪聲功率譜密度(dBc/Hz)為

Stemp(f)=-174-S+Nr

(3)

對于熱噪聲而言，由式(3)可知，可以通過減小接收機(jī)帶寬來有效降低熱噪聲產(chǎn)生的誤差。

2)本振系統(tǒng)相位噪聲。測量系統(tǒng)的本振系統(tǒng)由晶體振蕩器和鎖相環(huán)構(gòu)成，晶體振蕩器作為系統(tǒng)的參考頻率源，鎖相環(huán)用于輸出系統(tǒng)所需的載波信號。相位噪聲的功率和距離載波的頻偏成反比，詳細(xì)模型較為復(fù)雜，本文使用1/f噪聲來近似寫為[12]

(4)

式中：fref為參考頻率；Nref為在參考頻率點(diǎn)的相位噪聲功率大小。

3)量化噪聲。ADC是接收通道中的關(guān)鍵器件之一，ADC的量化噪聲和孔徑抖動是影響信號測量精度的重要因素[13]。其中量化噪聲的功率譜密度為

(5)

式中：fs為抽樣頻率；σe2為量化噪聲總功率，一般表示為

(6)

式中：Δ=2-N，N為ADC位數(shù)。

以dBc/Hz為單位的量化噪聲功率譜密度可以改寫為

(7)

4)孔徑抖動噪聲。ADC在采樣保持的過程中存在開關(guān)時間的不確定性和采樣時鐘的相位噪聲，這會引起孔徑抖動，其噪聲功率譜密度為[14]

(8)

式中：f為信號頻率；tjitter為孔徑抖動時間。

除此以外，整個測量系統(tǒng)中還存在多徑噪聲、電源噪聲和其他器件自身噪聲[15]，但對測角系統(tǒng)精度影響較小，本文中不再考慮。

3.2 多通道噪聲傳遞分析

測角系統(tǒng)中的各類噪聲經(jīng)過系統(tǒng)環(huán)路的傳遞，最終會成為DLL環(huán)與Costas環(huán)輸出信號的噪聲，所以噪聲對測量結(jié)果的惡化不僅與噪聲功率水平有關(guān)，還與其經(jīng)過系統(tǒng)的傳遞函數(shù)有關(guān)。此系統(tǒng)本質(zhì)上是對相位差進(jìn)行測量，因此在傳遞過程中不考慮幅度的影響，只對相位的時域和頻域進(jìn)行分析。測量系統(tǒng)的噪聲傳遞關(guān)系如圖2所示(以其中兩條通道比相為例)。

圖中各個符號表示的含義是：IF為發(fā)射端中頻信號，SLO1(f)為發(fā)射端的本振相位噪聲；τ1與τ2分別為發(fā)射天線到接收通道1與接收通道2各自天線的傳播延時；Stemp1(f)和Stemp2(f)為兩條通道各自的熱噪聲；τ3與τ4為通道1與通道2下混頻前的路徑延時；SLO2(f)為接收端的本振相位噪聲；Squanti1(f)和Squanti2(f)分別為通道1與通道2的量化噪聲；Sjitter1(f)和Sjitter2(f)分別為通道1與通道2的孔徑抖動噪聲；τ5與τ6為通道1與通道2混頻后到環(huán)路前的路徑延時；φ1和φ2為通道1與通道2的載波相位測量值。

圖2 系統(tǒng)噪聲源分布和傳遞關(guān)系Fig.2 The distribution and transfer relationship of noise sources in this system

從圖2的噪聲傳遞關(guān)系中，可以得到各個噪聲源到比相器輸出結(jié)果的傳遞函數(shù)如表1所示。

表1 噪聲源對應(yīng)的傳遞函數(shù)

上表中：Δτ=(τ1+τ3+τ5)-(τ2+τ4+τ6)，為兩個通道信號傳播路徑總延時差；τtol=τ1+τ2+τ3+τ4+τ5+τ6，為兩個通道信號的傳播延時總和；H(f)為載波環(huán)的系統(tǒng)傳遞函數(shù)，可以表示為[16]

(9)

式中：K1與K2為環(huán)路設(shè)計參數(shù)，α一般考慮為1。實(shí)際上，Costas環(huán)是在FPGA內(nèi)部實(shí)現(xiàn)的數(shù)字環(huán)路，當(dāng)環(huán)路更新速率足夠快時，數(shù)字環(huán)路的性能等價于模擬環(huán)路，所以可用模擬環(huán)路的方法來分析。Costas環(huán)路具有低通特性，可以濾除高頻信號成分和噪聲。K1和K2的設(shè)計一般根據(jù)環(huán)路的等效噪聲帶寬2BL和阻尼系數(shù)ζ來計算，它們之間的關(guān)系為[16]

(10)

(11)

工程中，2BL的選取根據(jù)系統(tǒng)動態(tài)特性來確定，ζ的取值范圍在0.5～2之間。本系統(tǒng)中，ζ取1，2BL取3 kHz。

另外，根據(jù)表1中的傳遞函數(shù)，本振相位噪聲的傳遞函數(shù)除了與Costas環(huán)路的傳遞函數(shù)有關(guān)，還與通道間的路徑延時差有關(guān)。下面分段分析圖2中傳輸路徑上的延時大小和兩通道間的延時差大小，同時對系統(tǒng)采用的平衡通道一致性的方法進(jìn)行介紹。

τ1和τ2表示發(fā)射端到通道1和通道2的空間傳輸延時，當(dāng)星間最大相對距離為30 km時，該傳輸延時不大于10 ms。令Δτ1=|τ1-τ2|，有

(12)

式中：D為兩個通道接收天線基線長度；θ為兩星相對角度；c為光速。本系統(tǒng)中天線基線長度D=1 m，兩星相對角度范圍為±60°，可得Δτ1≤2.9 ns。

τ3和τ4表示發(fā)射端到接收天線、混頻器前的傳輸延時，經(jīng)過的器件主要有天線、天線饋線、濾波器、低噪放和各器件之間的傳輸線，該路徑中各器件對信號的群延時均為納秒級，通過儀器可以測得τ3和τ4大約為150 ns。令Δτ2=|τ3-τ4|，主要由不同天線相位中心的不一致性引起，相位中心偏差一般為幾個毫米[17]。本系統(tǒng)使用同型號同批次的天線，這將造成兩通道間0.02～0.08 ns的延時差，路徑中的其他器件的不一致性較好，所以一般可以認(rèn)為Δτ2≤1 ns。

τ5和τ6表示混頻器到ADC的傳輸延時，經(jīng)過的器件主要有混頻器、中頻濾波器、中頻放大器和各器件之間的傳輸線。在本系統(tǒng)中，該段路徑由集成單芯片LMS7002實(shí)現(xiàn)，具有較小的傳播延時，τ5和τ6大約為50 ns。令Δτ3=|τ5-τ6|，單芯片內(nèi)部集成了兩個接收通道，兩通道具有完全相同的設(shè)計，一致性良好，所以一般可以認(rèn)為Δτ3≤1 ns。

根據(jù)各段路徑的延時，可以得到發(fā)射端和接收端的本振相位噪聲功率譜傳輸函數(shù)，分別記為|G(f)|2和|W(f)|2，如圖3、圖4所示。

圖3 發(fā)射端本振相位噪聲功率譜傳輸函數(shù)Fig.3 Power spectrum transfer function of the local oscillator phase noise at the transmitter

圖4 接收端本振相位噪聲功率譜傳輸函數(shù)Fig.4 Power spectrum transfer function of the phase noise of the local oscillator at the receiver

圖3顯示了系統(tǒng)對于發(fā)射端本振相位噪聲有優(yōu)于90 dB的抑制作用，而且該抑制作用隨著信號在兩通道之間的傳播延時差的減小而增強(qiáng)。由于Δτ3較小，所以圖4中系統(tǒng)對于接收端本振相位噪聲有優(yōu)于105 dB的抑制作用。

可見，將通道間延時差盡可能降低是多通道比相測角系統(tǒng)必須重視的問題?？紤]到這種延時差主要由器件的不一致性引起，包括天線、放大器、濾波器、混頻器以及電阻、電容和電感等，實(shí)際系統(tǒng)設(shè)計時做了大量的一致性設(shè)計。

使用相同器件和PCB布局在接收機(jī)單板上集成了兩個測量模塊，單個模塊包括兩個測量通道，共四個通道經(jīng)過兩兩比相得到兩個角度值。單個測量模塊的兩個通道信號使用同一片F(xiàn)PGA進(jìn)行處理，這兩個通道連接到單芯片LMS7002內(nèi)部的兩個接收通道進(jìn)行一致性優(yōu)越的混頻、濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換，比相時將會大大消除系統(tǒng)噪聲。并且兩個測量模塊的FPGA使用同一個頻率源，可以消除大部分相位噪聲。

4 仿真計算

4.1 噪聲功率的仿真計算

通過上一節(jié)對各個噪聲源模型及其傳遞函數(shù)的分析，可以計算噪聲經(jīng)過系統(tǒng)傳遞后的功率大小，從而分析影響測角精度的主要和次要的噪聲源。

當(dāng)系統(tǒng)輸入信號功率為-80 dBm且接收機(jī)噪聲系數(shù)為4 dB時，熱噪聲功率譜密度為-90 dBc/Hz，通過鏈路的傳遞，比相器輸出端的噪聲功率譜密度為

Ntemp=Stemp1+10log10|H(f)|2+

Stemp2+10log10|-H(f)|2=

-87+10log10|H(f)|2

(13)

本振系統(tǒng)的相位噪聲在頻偏為10 kHz處的大小為-92 dBc/Hz，首先計算發(fā)送端的本振相位噪聲傳遞到比相器輸出端的噪聲功率譜密度為

NLO1=SLO1+10log10·

|2H(f)sin (πfΔτ)e-jπfτtol|2=

|2H(f)sin(πfΔτ)e-jπfτtol|2

(14)

同樣，接收端的相位噪聲傳遞到比相器輸出端的噪聲功率為

NLO2=SLO2+10log10·

|2H(f)sin[πf(τ5-τ6)]e-jπf(τ5+τ6)|2=

10log10|2H(f)sin[πf(τ5-τ6)]e-jπf(τ5+τ6)|2

(15)

本系統(tǒng)中使用的ADC為10位，采樣帶寬為20 MHz，計算得到量化噪聲功率譜密度為-135 dBc/Hz，傳遞到比相器輸出端的噪聲功率為

Nquanti=-135+10log10|H(f)|2-135+

10log10|-H(f)|2=-132+10log10|H(f)|2

(16)

系統(tǒng)中的中頻頻率為10 MHz，孔徑抖動時間約為3.56 ps，可以計算出孔徑抖動噪聲功率譜密度為-146 dBc/Hz，傳遞到比相器輸出端的噪聲功率為

Njitter=-146+10log10|H(f)|2-146+

10log10|-H(f)|2=-143+10log10|H(f)|2

(17)

至此，可得各噪聲經(jīng)過傳遞后的功率譜密度如圖5所示，其中橫坐標(biāo)f表示頻率點(diǎn)，縱坐標(biāo)S(f)表示功率水平。

圖5 噪聲源經(jīng)過傳遞后的功率譜密度曲線Fig.5 The power spectral density curve of the noise source after transmission

系統(tǒng)中影響最大的噪聲源為熱噪聲，功率水平在-90 dBc/Hz左右，其次是量化噪聲和孔徑抖動噪聲，功率水平都在-140 dBc/Hz左右，本振相位噪聲在測角系統(tǒng)中被抑制到-160 dBc/Hz以下，不再是主要的噪聲源。

4.2 角度測量誤差的仿真計算

利用測角系統(tǒng)的比相器輸出端噪聲功率計算相位差Δφ的誤差為

(18)

式中：L(f)是以dBc/Hz為單位的噪聲功率譜密度；BL為接收機(jī)帶寬。相位差Δφ和待測角度的轉(zhuǎn)換公式為

(19)

式中：θ為系統(tǒng)測量角度；λ為載波信號波長。

需要注意的是，在利用式(19)將載波相位差轉(zhuǎn)換為角度時，必須保證進(jìn)行比相的載波相位值已經(jīng)被正確地解模糊。本系統(tǒng)使用一種利用偽距來確定模糊度的簡單方法，偽距ρ與載波相位φ有如下關(guān)系

ρ=λ(φ-Nc)

(20)

式中：Nc為整周模糊度。為了使Nc的估計值誤差小于1周，系統(tǒng)的偽距測量誤差需要小于載波波長。

式(20)的解模糊過程對偽距測量精度提出了要求，單通道偽距解算的關(guān)鍵是利用接收機(jī)碼跟蹤環(huán)路提取碼相位，本系統(tǒng)使用的DLL環(huán)路已有較多研究。因?yàn)檩d波相位測量值比偽距測量值要精確、平滑得多，所以使用了載波相位平滑偽距的方法，將兩種測量值加權(quán)整合得到一種相對平滑、誤差更小的偽距，以達(dá)到進(jìn)一步提高精度的作用[18]。

在現(xiàn)有的擴(kuò)頻技術(shù)發(fā)展水平下，本系統(tǒng)選擇碼速率為10.23 M碼片/s、碼長1 023的偽隨機(jī)碼，測量信號選用S波段，載波波長0.133 m，在星間動態(tài)性不大的場景下，可以達(dá)到厘米級的距離測量精度[19]，可以滿足利用偽碼解算載波整周模糊度的要求。

在接收機(jī)信號輸入功率較強(qiáng)(以-80 dBm為例)、環(huán)路參數(shù)和通道一致性如3.2節(jié)所設(shè)計并且載波相位測量值被正確解模糊的前提下，可以計算各噪聲源引起的測角誤差的量級大小如表2所示。

表2 各噪聲引起的測角誤差量級

可以認(rèn)為系統(tǒng)中各誤差項(xiàng)相互獨(dú)立，綜合考慮各誤差項(xiàng)得到系統(tǒng)角度測量誤差為

1.14×10-4

(21)

另外，再次分析通道間不平衡性導(dǎo)致的測量偏差，引起此偏差的原因主要是天線相位中心偏差、射頻連接線纜的不同彎曲程度等。這將造成傳播延時不完全相同，也就是Δτ2+Δτ3≠0，圖6中給出了通道間延時差與測角誤差的關(guān)系，其中橫坐標(biāo)t表示延時差，縱坐標(biāo)Δθ表示角度測量誤差?？梢娂{秒量級的通道間延時差會對角度測量結(jié)果產(chǎn)生巨大的影響，0.5 ns的延時差會使測量角度偏差約10°。當(dāng)延時偏差超過2.6 ns時，帶來的測量結(jié)果偏差將超過系統(tǒng)的角度測量范圍±60°，產(chǎn)生系統(tǒng)錯誤。但是，通道間延時偏差屬于穩(wěn)態(tài)誤差，可以通過系統(tǒng)校準(zhǔn)消除其對測量結(jié)果的影響[20]。

圖6 通道間延時差與測角誤差的關(guān)系曲線Fig.6 The relationship curve between the delay difference among channels and the angle measurement error

5 試驗(yàn)驗(yàn)證

如圖7所示，星間角度測量系統(tǒng)至少由兩顆衛(wèi)星組成，一顆為主星，為狀態(tài)解算方，主星上的一個單機(jī)由一路發(fā)射鏈路和兩路接收鏈路組成，另一顆為從星，使用一路發(fā)射鏈路和一路接收鏈路。實(shí)驗(yàn)平臺中主星發(fā)射端經(jīng)過可調(diào)衰減器和射頻線纜接入從星接收端，從星發(fā)射端經(jīng)過可調(diào)衰減器接入一個3 dB功分器分為兩路后再接入主星接收端的兩個接收通道。每條發(fā)射鏈路的硬件組成主要包括射頻濾波器、低噪聲放大器和功率放大器，每條接收鏈路的硬件組成主要包括射頻濾波器和低噪聲放大器。其中集成單芯片LMS7002集成了信號放大、濾波、混頻、增益控制和ADC/DAC等功能，系統(tǒng)使用Xilinx Spartan6 FPGA完成基帶數(shù)字信號處理部分，通過串口向PC輸出兩條接收通道上的載波相位測量值，即可完成相對角度測量。

圖7 系統(tǒng)硬件鏈路組成Fig.7 Block diagram of the hardware system

由于不同的輸入信噪比將會影響最后的測量精度，在測試時用可調(diào)衰減器改變輸入信號功率，使輸入主星接收端的信號功率從-110 dBm開始增加至-50 dBm，每個功率下連續(xù)測試30 min，每階段增加10 dB功率。在PC端計算得到7種輸入功率下的測角值，將其中180 s的連續(xù)角度測量值表示在圖8中。

圖8 不同輸入功率下，180 s內(nèi)的連續(xù)角度測量值Fig.8 Continuous angle measurement value for 180 s under different input power

計算每種輸入功率下測得的角度測量值的標(biāo)準(zhǔn)差，并且用式(21)計算得到該輸入功率下綜合考慮各誤差項(xiàng)后的系統(tǒng)角度測量誤差理論值，結(jié)果如圖9所示，其中橫坐標(biāo)P表示輸入信號功率，縱坐標(biāo)Δθ表示角度測量誤差。需要說明的是，本系統(tǒng)在試驗(yàn)中使用一段時間內(nèi)的測量值標(biāo)準(zhǔn)差表示測量精度，實(shí)際的真實(shí)測量值可以通過角度測量零值標(biāo)定試驗(yàn)來確定，在研究系統(tǒng)測量精度的試驗(yàn)中不予考慮。

圖9 不同輸入功率下系統(tǒng)角度測量誤差理論值與實(shí)測值變化Fig.9 Theoretical value and actual measured value of angle measurement error under different input power

當(dāng)信號輸入功率從-110 dBm增加到-70 dBm時，角度測量精度隨之增加，試驗(yàn)得到的測角精度變化趨勢與圖9中理論精度變化趨勢相同，當(dāng)輸入功率為-80 dBm時，根據(jù)試驗(yàn)數(shù)據(jù)得到測角精度為1.4×10-3度，前文已經(jīng)計算出此輸入功率下的理論測量精度為1.14×10-4度，理論測角精度高于實(shí)測值。這是因?yàn)橄到y(tǒng)中存在多種噪聲，且理論分析得出熱噪聲是最主要的噪聲，熱噪聲造成的測角誤差隨載噪比的增加而減小，但是在實(shí)際測試系統(tǒng)中也會存在尚未考慮到的噪聲源，導(dǎo)致實(shí)測值與理論值有一定的偏差。另外，當(dāng)輸入功率增加到-70 dBm后，如果再進(jìn)一步增大輸入功率，測角精度不再明顯增加。這主要是因?yàn)檎`差來源中只有一部分是由熱噪聲引起的，測角精度也會受到如本振相位噪聲、ADC量化誤差、電源工頻干擾等其他噪聲源的影響，導(dǎo)致測量誤差不完全跟隨輸入信噪比變化。

根據(jù)本系統(tǒng)的噪聲特性，熱噪聲是主要的噪聲源，所以減小接收機(jī)噪聲帶寬可以有效減小噪聲水平，提高測量精度。另外，測量通道間不一致性導(dǎo)致的延時差對角度測量精度有很大影響，可以通過添加校準(zhǔn)信號源來標(biāo)定路徑上的延時差，通過標(biāo)定不同通道天線、不同來波方向的天線相位中心偏差，從而消除這種系統(tǒng)誤差。

6 結(jié)論

本文提出了一種高精度的星間相位干涉儀測角系統(tǒng)，系統(tǒng)在已有較多應(yīng)用的單通道偽碼測距系統(tǒng)的基礎(chǔ)上增加兩條通道，利用已有的測量值，可以得到高精度的星間角度，后續(xù)數(shù)據(jù)處理后可實(shí)現(xiàn)星間相對定位。本文對該測角系統(tǒng)信號傳輸鏈路上的噪聲模型及其傳遞函數(shù)進(jìn)行了推導(dǎo)，仿真計算了不同噪聲的噪聲水平和對測角精度的影響量級。結(jié)果表明系統(tǒng)對本振相位噪聲有90 dB以上的抑制作用，熱噪聲是角度測量的最大噪聲源。通過實(shí)際測試，得到了角度測量精度隨輸入信號功率的變化關(guān)系，當(dāng)信號輸入功率從低水平增加時，測角精度隨之增加，當(dāng)輸入功率增加到一定程度后，測角精度不再明顯增加。試驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，系統(tǒng)角度測量精度在強(qiáng)信號下可達(dá)1.4×10-3度。

根據(jù)研究成果，可以為類似的衛(wèi)星擴(kuò)頻接收機(jī)在不改動過多方案的情況下實(shí)現(xiàn)星間測角功能提供參考，為搭建的這類測量系統(tǒng)的精度分析提供可通用的噪聲傳遞函數(shù)，對其進(jìn)行方便的理論分析。

本文明確了限制星間測角系統(tǒng)精度的主要因素，對后續(xù)系統(tǒng)優(yōu)化和擴(kuò)大應(yīng)用范圍起到了指導(dǎo)作用。進(jìn)一步的研究工作將是針對提出的噪聲源進(jìn)行優(yōu)化，對通道間不一致性這一系統(tǒng)差進(jìn)行校準(zhǔn)也是實(shí)際系統(tǒng)中的重要問題。