基于變參數(shù)的混合拓?fù)錈o線充電系統(tǒng)

李新，李云笛，姜捷，付學(xué)光

（1.中車大連機車車輛有限公司，遼寧 大連 116022；2.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川 成都 611756）

無線電能傳輸（wireless power transfer，WPT）因不需要物理接觸便能為各種用電設(shè)備充電，因而大大方便了充電過程。

在生物醫(yī)學(xué)方面，無線充電技術(shù)還可以為人體內(nèi)部醫(yī)療器械充電。同時在電池發(fā)展陷入瓶頸的現(xiàn)狀下，無線充電技術(shù)作為一種便利、安全可靠的供電手段，為減少蓄電池數(shù)量，減輕電動汽車蓄電池載重提供了一種可行的思路。利用WPT可以不增大電池容積的情況下，提升電動汽車的行駛里程，因而無線電能傳輸技術(shù)具有廣闊的前景[1-2]。

在為蓄電池充電的過程中，充電過程主要分為恒流（constant current，CC）和恒壓（constant voltage，CV）兩種模式，其原因是充電過程中蓄電池的等效電阻呈非線性變化，為了保證電池壽命和安全的同時盡可能提高充電速度，因而采用恒流-恒壓充電模式[3-4]。

無線電能傳輸系統(tǒng)中基本的補償網(wǎng)絡(luò)有SS，SP，PP，PS系統(tǒng)。其中SS拓?fù)鋺?yīng)用最為廣泛，然而一種拓?fù)湓谥C振狀態(tài)只能使系統(tǒng)擁有一種輸出特性。因此，為了實現(xiàn)CC/CV模式的切換，在基本拓?fù)渖闲枰M(jìn)行一定的改進(jìn)。對此，已有一些相關(guān)研究：文獻(xiàn)[5]提出在原邊利用TS/FS的變結(jié)構(gòu)補償網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)恒壓/恒流的切換，但系統(tǒng)引入元器件較多，結(jié)構(gòu)復(fù)雜；文獻(xiàn)[6]提出的基于LCC復(fù)合諧振補償網(wǎng)絡(luò)，引入了3個雙向開關(guān)實現(xiàn)模態(tài)的切換，同時系統(tǒng)拓?fù)浔旧砭痛嬖诙鄠€電感和電容，結(jié)構(gòu)同樣復(fù)雜；文獻(xiàn)[7]提出的方案在LCLLCL的基礎(chǔ)上，副邊引入了3個可變電容，通過控制電容的容值來進(jìn)行CV/CC模式的切換，但其引入的可變電容增加了系統(tǒng)的復(fù)雜程度；也可以通過逆變器和可變電感協(xié)同控制，來實現(xiàn)輸出電壓的恒定，但其系統(tǒng)控制較為復(fù)雜[8]。

基于此，本文提出的系統(tǒng)拓?fù)浠谧罨镜腟S拓?fù)?，僅需要利用開關(guān)管短路2個電容切換至LCC拓?fù)?，即可實現(xiàn)CC/CV模式的切換。所提拓?fù)洳恍枰黾宇~外的電感，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，控制簡便，并且CC模式下的系統(tǒng)為完全諧振狀態(tài)，傳輸效率高。

本文針對SS和LLC混合拓?fù)?，利用等效電路模型分析其恒?恒壓模式下需滿足的電容條件。最后根據(jù)理論分析搭建了實物樣機，并完成了相關(guān)實驗，分析其電壓電流波形及系統(tǒng)傳輸效率，證明了提出方法的可行性。

1 系統(tǒng)原理分析

基于SS/LLC切換的無線電能傳輸系統(tǒng)結(jié)構(gòu)拓?fù)淙鐖D1所示，原邊采用單相全橋逆變電路，副邊為無源整流電路，補償網(wǎng)絡(luò)采用LLC拓?fù)浜蚐S拓?fù)湎嗷デ袚Q的結(jié)構(gòu)。圖中，Lp為原邊線圈電感，Ls為副邊線圈電感，Cp1和Cp2為原邊的兩個電容，Cs為副邊補償電容；雙MOSFET反串聯(lián)的開關(guān)管Q1，Q2分別并聯(lián)于Cp1和Cs兩端，通過控制開關(guān)管的通斷以切換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。Q1，Q2采用雙MOSFET反串聯(lián)的目的是為了保證在開關(guān)管斷開時，正向或反向的電流都不會通過MOSFET管的寄生二極管；Up為直流側(cè)輸入電壓，u1為逆變器交流側(cè)輸出電壓，u2為整流器交流側(cè)輸入電壓，Us為輸出直流側(cè)電壓，i1為原邊交流側(cè)電流，i2為副邊交流側(cè)電流。

接下來將詳細(xì)分析兩種工作模式——恒流輸出模式和恒壓輸出模式。

1.1 恒流模式

恒流模式拓?fù)淙鐖D2所示。圖中，Rs為交流側(cè)等效電阻，M為原、副邊線圈互感。

恒流模式時，系統(tǒng)為SS拓?fù)涞难a償網(wǎng)絡(luò)，此時開關(guān)管Q1和Q2都處于斷開狀態(tài)。為使得系統(tǒng)工作在諧振頻率，系統(tǒng)工作角頻率ω需滿足：

其中

【美國國家核軍工管理局網(wǎng)站2018年9月28日報道】 美國能源部(DOE)國家核軍工管理局(NNSA)2018年9月28日宣布，B61-12核航空炸彈的最終設(shè)計評審已經(jīng)完成，確認(rèn)該航彈能夠滿足國防部的標(biāo)準(zhǔn)。軍工局?jǐn)M于10月在潘得克斯工廠(Pantex Plant)啟動生產(chǎn)認(rèn)證活動，目標(biāo)是在2020年3月啟動首枚B61-12的生產(chǎn)。

對原、副邊分別列寫KVL方程：

將式（1）代入式（2）化簡，得出系統(tǒng)原、副邊電流：

由式（3）可以看出，系統(tǒng)的輸出電流i2僅和輸入電壓和互感M有關(guān)，與負(fù)載無關(guān)。因此系統(tǒng)為恒流輸出模式。

1.2 恒壓模式

恒壓模式時，系統(tǒng)為LLC拓?fù)涞难a償網(wǎng)絡(luò)，此時開關(guān)管Q1和Q2都處于導(dǎo)通狀態(tài)，將系統(tǒng)拓?fù)浜喕癁閳D3所示。

同樣，對原、副邊列寫KVL方程：

為了讓系統(tǒng)工作在恒壓輸出模式，應(yīng)使得u2與i2無關(guān)。計算得到Cp2如下：

此時系統(tǒng)的輸出電壓為

因此，電壓僅和系統(tǒng)本身補償網(wǎng)絡(luò)數(shù)值有關(guān)，和負(fù)載無關(guān)，為恒壓輸出。

在恒壓模式下，系統(tǒng)并未處于完全諧振狀態(tài)，為感性輸入阻抗。

綜上所述，只需設(shè)計好系統(tǒng)電容的容值，便可以實現(xiàn)恒流模式和恒壓模式的切換。

1.3 切換控制策略

在電池充電恒流過程中，隨著電量不斷增加，電池內(nèi)阻也不斷增加，因此為了保持輸出電流的恒定，則輸出電壓Us也會隨著提升。當(dāng)恒流模式下的Us與恒壓模式下的Us相等時，切換控制模式。

根據(jù)前文分析，恒流和恒壓模式下的直流側(cè)電壓為

式中：Us_SS為恒流模式直流側(cè)的輸出電壓；Us_LLC為恒壓模式下直流側(cè)的輸出電壓。

則切換前后的直流側(cè)輸出電壓增益可以表示為下式：

隨著Rs不斷增大，當(dāng)增益為1時，即當(dāng)Rs=Cp1ω3M2時，則閉合開關(guān)Q1和Q2，將系統(tǒng)模式切換至恒壓模式，模式切換流程框圖如圖4所示。

2 實驗

為了驗證所提出理論的正確性，本文搭建了與仿真一致的實物模型，如圖5所示。系統(tǒng)參數(shù)為：直流側(cè)輸入電壓Up=100 V，恒壓模式下直流側(cè)輸出電壓Us_LLC=250 V，恒流模式下直流側(cè)輸出電流Is_SS=2.5 A，原副邊線圈電感Lp=Ls=150 μH，原邊電容Cp1=146 nF，Cp2=27.8 nF，等效電容Cp=23.4 nF，副邊電容Cs=23.4 nF，互感M=60 μH，系統(tǒng)工作頻率f=85 kHz。線圈參數(shù)為：原邊線圈尺寸 300×250 mm2，副邊線圈尺寸 300×250 mm2，氣隙85 mm。

將系統(tǒng)參數(shù)代入式（9），計算出切換條件下的交流側(cè)阻抗，計算得到Rs=80.07 Ω。根據(jù)整流橋相關(guān)原理得到直流側(cè)阻抗與交流側(cè)阻抗關(guān)系為計算得到此時直流側(cè)負(fù)載Rd=99 Ω。

因此，設(shè)定本次實驗在負(fù)載為100 Ω時進(jìn)行模式的切換。

2.1 實驗波形圖

首先進(jìn)行恒流模式下的實驗，輸入電壓Uin為100 V，斷開開關(guān)Q1和Q2，使得系統(tǒng)拓?fù)錇镾S拓?fù)?。給逆變器S1～S4正、負(fù)180°半周對稱的信號，改變系統(tǒng)直流側(cè)負(fù)載，從30 Ω到100 Ω逐漸變化。在變化過程中記錄系統(tǒng)u1，i1，u2和i2波形，同時記錄系統(tǒng)的輸入、輸出功率，并計算效率。在此期間輸出電流穩(wěn)定在2.42～2.5 A，最大輸出電壓為250 V左右，最大輸出功率約為600 W。

當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載為55 Ω和100 Ω時，記錄此時的波形，如圖6所示?？梢钥闯鱿到y(tǒng)輸出電壓為137 V和243 V，輸出電流2.48 A和2.42 A，基本保持恒流輸出。

當(dāng)系統(tǒng)阻抗在100 Ω到300 Ω之間時，將開關(guān)Q1，Q2閉合，切換至LLC拓?fù)浜銐狠敵瞿Ｊ?。同樣保持輸入電壓Uin為 100 V，記錄系統(tǒng)u1，i1，u2和i2波形。其他操作步驟與恒流模式下保持相同。在此期間輸出電壓穩(wěn)定在247～253 V，最大輸出電流為2.46 A，最大輸出功率約為600 W。

當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載為100 Ω和200 Ω時，記錄此時的波形，如圖7所示?？梢钥吹较到y(tǒng)輸入阻抗為感性，存在一定的無功功率，與前文理論分析保持一致。系統(tǒng)輸出電壓為247 V和251 V，基本保持恒壓輸出；輸出電流2.46 A和1.26 A，輸出電流隨著阻抗增大而減小。

2.2 實驗結(jié)果分析

將阻抗從30 Ω至300 Ω的變化過程中的電壓u2和電流i2繪制成曲線，如圖8所示。從圖中可以清晰看到，Rd不超過100 Ω時，即恒流模式下，系統(tǒng)輸出電流基本保持恒定，電壓不斷上升。當(dāng)Rd為100 Ω時，切換至恒壓模式后，系統(tǒng)輸出電壓基本保持穩(wěn)定，輸出電流不斷減小。

圖9為系統(tǒng)傳輸功率和效率隨著直流側(cè)阻抗變化的曲線。從圖9可知，恒流模式下的系統(tǒng)功率隨著Rd增加而增加，恒壓模式下不斷減小。而系統(tǒng)效率在恒流模式下保持在93%以上，但切換至恒壓模式后，系統(tǒng)效率有一定的下降。這是由于系統(tǒng)輸入阻抗為感性，存在一些無功分量，導(dǎo)致系統(tǒng)線損增加，因此效率降低。但總體而言，系統(tǒng)效率良好，滿足充電要求。

3 結(jié)論

本文提出了一種基于SS/LLC拓?fù)淝袚Q的無線充電系統(tǒng)。在原邊線圈串有兩個電容Cp1和Cp2，副邊線圈串有電容Cs。分別在電容Cp1和Cs兩端并聯(lián)開關(guān)管Q1和Q2。斷開Q1和Q2時系統(tǒng)為SS拓?fù)?，系統(tǒng)保持為恒流輸出狀態(tài)，隨著充電過程電池電阻不斷增加，系統(tǒng)輸出電壓逐漸增加，系統(tǒng)輸出功率也不斷增加。當(dāng)其電壓與計算得到的恒壓模式下的輸出電壓相等時，切換拓?fù)?，將開關(guān)Q1和Q2都閉合，此時系統(tǒng)為LLC拓?fù)?，系統(tǒng)為恒壓輸出狀態(tài)，隨著阻抗的增加系統(tǒng)電流逐漸減小，輸出功率也逐漸減小，直至充電結(jié)束。實驗結(jié)果表明，通過拓?fù)涞那袚Q，系統(tǒng)在恒流模式下保持了電流的恒定輸出，電流穩(wěn)定在2.42～2.5 A之間，在恒壓模式下系統(tǒng)能夠保證電壓輸出恒定，電壓穩(wěn)定在247～253 V之間，滿足電池充電需求，同時CC模式下系統(tǒng)效率最高可達(dá)95%，而CV模式由于存在一定的無功分量，因此效率下降，但平均效率仍有89.3%。