一種基于PWM脈寬動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的三電平中點(diǎn)平衡方法

田凱 ，袁媛 ，俞智斌 ，姜一達(dá) ，李楠 ，宋鵬

（1.天津電氣科學(xué)研究院有限公司，天津 300180；2.電氣傳動(dòng)國(guó)家工程研究中心，天津 300180；3.浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，浙江杭州 310027）

目前國(guó)內(nèi)研制的集成門(mén)極換流晶閘管（integrated gate commutated thyristor，IGCT）三電平變頻器已經(jīng)開(kāi)始投入工業(yè)應(yīng)用，但相比較于國(guó)外同類(lèi)變頻器，存在輸出最大功率偏低的問(wèn)題。降低脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）開(kāi)關(guān)頻率是提高變頻器輸出功率的有效方法之一，但開(kāi)關(guān)頻率與輸出基波頻率之比FR較低（例如＜12）時(shí)，異步PWM下輸出電流波形脈動(dòng)和諧波大，相應(yīng)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大，系統(tǒng)難以控制，甚至可能失控[1]。此外為了三電平逆變器安全可靠運(yùn)行，應(yīng)確保中點(diǎn)電位為直流側(cè)電壓的50%。平衡中點(diǎn)電位方法主要有以下三種：1）向電容中點(diǎn)注入或抽取電流[2-3]；2）取自?xún)陕藩?dú)立的直流電源[4-5]；3）通過(guò)調(diào)整脈寬調(diào)制脈沖序列來(lái)平衡中點(diǎn)電位。目前較常用的中點(diǎn)電位平衡軟件方法主要有兩種：基于零序分量注入的載波PWM方法[6-7]和基于冗余小矢量調(diào)整的空間矢量脈寬調(diào)制（space vector pulse width modulation，SVPWM）方法[8-9]。利用冗余小矢量對(duì)中點(diǎn)電壓影響作用相反的特點(diǎn)，通過(guò)精確調(diào)整冗余小矢量對(duì)的作用時(shí)間來(lái)控制中點(diǎn)電壓平衡，該方法效果好，且算法簡(jiǎn)單易行，已被廣泛采用，但在大功率電力電子設(shè)備應(yīng)用中開(kāi)關(guān)頻率很低，上述的調(diào)節(jié)方法調(diào)節(jié)能力受限，且實(shí)時(shí)性不佳，會(huì)導(dǎo)致調(diào)節(jié)誤差，進(jìn)而影響調(diào)節(jié)效果。

針對(duì)上述問(wèn)題，本文提供一種基于在線PWM脈寬動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的中點(diǎn)平衡方法，解決現(xiàn)有常規(guī)查表控制中PWM響應(yīng)滯后、調(diào)節(jié)過(guò)程中電流耦合、紊亂等問(wèn)題，同時(shí)打破共模分量調(diào)節(jié)的限制，各相PWM邊沿獨(dú)立修正，更加適用于優(yōu)化查表實(shí)現(xiàn)同步調(diào)制的場(chǎng)合。

1 優(yōu)化PWM和中點(diǎn)平衡原理

1.1 優(yōu)化PWM原理

通常PWM調(diào)制策略如圖1所示，采用載波與三角波比較產(chǎn)生PWM調(diào)制脈沖。這種調(diào)制方式在高載波比時(shí)諧波不大具有簡(jiǎn)單易行的優(yōu)勢(shì)，但是低載波比時(shí)諧波較大。另一種就是優(yōu)化PWM調(diào)制，如圖2所示，通過(guò)離線數(shù)值計(jì)算得到一組開(kāi)關(guān)角度，以達(dá)到最小的輸出諧波[10-11]。

圖1 PWM載波比較圖Fig.1 PWM carrier comparison

圖2 優(yōu)化PWMFig.2 Optimal PWM

優(yōu)化PWM策略不能直接用于矢量控制等高性能系統(tǒng)，因?yàn)樗趧?dòng)態(tài)調(diào)節(jié)中會(huì)造成PWM紊亂、系統(tǒng)過(guò)流，因此本文提出基于電流觀測(cè)器的PWM脈寬動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)實(shí)時(shí)調(diào)整，以保證輸出電流始終圍繞給定電流變化。

1.2 中點(diǎn)平衡原理

如圖3所示，三電平逆變器含有三個(gè)橋臂，分別代表a，b，c三相。逆變器的直流側(cè)由兩個(gè)電容串聯(lián)組成，每個(gè)電容上的電壓是直流母線電壓的50%。

圖3 三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.3 Three-level inverter topology

逆變器輸出PON三種狀態(tài)如圖4所示。

圖4 逆變器輸出PON三種狀態(tài)Fig.4 The inverter outputs three states of PON

當(dāng)電流從中點(diǎn)流出時(shí)，如圖4所示，電容C1和C2向外輸出電流，此時(shí)C1兩端電壓差增加，C2兩端電壓差減少，造成中點(diǎn)電壓偏離。故當(dāng)逆變器輸出端連接于直流母線中點(diǎn)O時(shí)，負(fù)載電流對(duì)電容進(jìn)行充、放電，會(huì)產(chǎn)生中點(diǎn)電壓的不平衡。從上述分析也可知，當(dāng)逆變器輸出電平P或N時(shí)，中點(diǎn)電流與負(fù)載電流無(wú)關(guān)。其中由負(fù)載電流造成直流側(cè)中點(diǎn)不平衡，有如下公式：

式中：Δudc為直流電壓偏差；ia為輸出電流；Δt為零電平持續(xù)時(shí)間；uP，uN為正、負(fù)組直流電壓；C為直流側(cè)電容容值。

2 基于電流觀測(cè)器的PWM脈寬動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)

2.1 PWM脈寬動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)系統(tǒng)

本文提出的基于電流觀測(cè)器的三電平PWM脈寬動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)方法如圖5所示。

圖5 PWM脈寬動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)系統(tǒng)Fig.5 PWM pulse width dynamic regulation system

與常規(guī)的載波比較正弦脈寬調(diào)制（sinusoidal pulse width modulation，SPWM）調(diào)制相比，采用優(yōu)化PWM查表方法在穩(wěn)態(tài)下的電流諧波可以得到最大程度上的改善且開(kāi)關(guān)損耗較小。與基于自控電機(jī)模型的磁鏈軌跡跟蹤控制（flux trajectory tracking control，F(xiàn)TTC）展開(kāi)閉環(huán)系統(tǒng)相比，在控制結(jié)構(gòu)上更為簡(jiǎn)潔?？刂苾?nèi)環(huán)引入基波電流觀測(cè)器和角度修正環(huán)節(jié)，此部分用于改善系統(tǒng)調(diào)節(jié)響應(yīng)，對(duì)于突減、加負(fù)載的工況電流解耦效果更好，與此同時(shí)，也避免了在低開(kāi)關(guān)頻率應(yīng)用時(shí)，采樣紋波或諧波電流造成的調(diào)節(jié)時(shí)間擺動(dòng)。

2.2 基波電流觀測(cè)器

根據(jù)觀測(cè)器原理，一般采用給定電壓和電機(jī)反電勢(shì)電壓作為輸入，采樣電流作為反饋調(diào)節(jié)。

如圖6所示，原系統(tǒng)的狀態(tài)空間表達(dá)式為

圖6 基波電流觀測(cè)器Fig.6 Fundamental current observer

將其離散化后，狀態(tài)空間表達(dá)式為

結(jié)合狀態(tài)反饋后整個(gè)系統(tǒng)表達(dá)式為

式中：upwm為給定電壓；ue為電機(jī)反電勢(shì)；iabc為電流實(shí)際值；為基波電流觀測(cè)值；Ts為系統(tǒng)控制周期；L為電機(jī)漏感；R為電機(jī)定子電阻；K為電流反饋增益。

通過(guò)基波電流觀測(cè)器，提取出輸出電流的基波分量，用于后續(xù)的電流閉環(huán)控制。

圖7為工作在50 Hz，先后突變50%負(fù)載和100%負(fù)載下的電流波形，可知采用上述電流基波觀測(cè)器后，可有效地得到電流基波分量，電流紋波和諧波分量大部分被過(guò)濾干凈，且跟隨性較好。

圖7 實(shí)際電流與觀測(cè)電流Fig.7 Actual current and observed current

2.3 電流控制

電流控制包括角度修正、PI控制、查表和脈寬調(diào)節(jié)這幾部分。

角度修正：用采集電流i與給定電流i*比較，得到修正時(shí)間，其中L為負(fù)載側(cè)等效電感，k1為非線性調(diào)節(jié)系數(shù)范圍，取0.2～1.0。

PI控制：將電流偏差值Δi=i*-i經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器得到電壓修正值Δu與給定電壓u*相加，得到相對(duì)平緩的電壓給定與外部前饋部分電壓給定共同參與調(diào)節(jié)。

查表：將（u*+Δu）的給定電壓矢量分解為電壓模值um和角度θ，um通過(guò)查表P（m，N）得到對(duì)應(yīng)的優(yōu)化PWM脈沖序列，即一組初始開(kāi)關(guān)角度α1，α2，…，αn。

脈寬調(diào)節(jié)：

1）判斷當(dāng)前角度θ落在α1，α2，…，αn哪個(gè)區(qū)間，假設(shè)αk＜θ＜αk+1；

2）若k為奇數(shù)，則修正αk=αk-0.5·Δt，αk+1=αk+1+0.5 ·Δt；

3）若k為偶數(shù)，則修正αk=αk+0.5·Δt，αk+1=αk+1-0.5 ·Δt。

由上述得到一組新的調(diào)節(jié)后的開(kāi)關(guān)角度α1，α2，…，αn。用輸出角度θ與新得到的開(kāi)關(guān)角度比較，若α1＜θ＜α2則輸出高電平，若α2＜θ＜α3，則輸出低電平，依次類(lèi)推。

3 基于脈寬調(diào)節(jié)的中點(diǎn)平衡

本文提出基于脈寬擴(kuò)展實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)的三電平中點(diǎn)平衡方法，原理如圖8所示。

圖8 中點(diǎn)平衡調(diào)節(jié)時(shí)間計(jì)算Fig.8 Neutral-point balance regulation time calculation

采集中點(diǎn)電壓偏差Δudc=uP-uN，負(fù)載電流實(shí)時(shí)值Ia，輸出PWM脈沖序列Ua（以A相為例）。

1）當(dāng) Δudc＞ 0且ia＞ 0時(shí)，調(diào)整 PWM 脈沖序列，增加輸出P電平或輸出N電平時(shí)間Δt2；

2）當(dāng) Δudc＞ 0且ia＜ 0時(shí)，調(diào)整 PWM 脈沖序列，減少輸出P電平或輸出N電平時(shí)間Δt2；

3）當(dāng) Δudc＜ 0且ia＞ 0時(shí)，調(diào)整 PWM 脈沖序列，減少輸出P電平或輸出N電平時(shí)間Δt2；

4）當(dāng) Δudc＜ 0且ia＜ 0時(shí)，調(diào)整 PWM 脈沖序列，增加輸出P電平或輸出N電平時(shí)間Δt2。

如圖9所示，為減少中點(diǎn)平衡算法動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)對(duì)輸出電壓造成畸變的影響，對(duì)采樣電流增加非線性處理環(huán)節(jié)，使在電流幅值較小時(shí)刻減少調(diào)節(jié)幅度，并對(duì)計(jì)算出的調(diào)節(jié)時(shí)間做限幅，限幅值設(shè)為控制周期Ts。

圖9 非線性處理環(huán)節(jié)Fig.9 Nonlinear processing

由于Δt2=k2·TLIM，不能超過(guò)控制周期Ts，故中點(diǎn)調(diào)節(jié)權(quán)重系數(shù)k2設(shè)為0～1.0，TLIM= Δudc·i，需經(jīng)過(guò)限幅值±Ts，其中Ts為控制周期，設(shè)為0.5 ms。

按上述方法得到a，b，c三相開(kāi)關(guān)角度修正時(shí)間Δta，Δtb，Δtc，代入角度修正模塊進(jìn)行PWM脈沖的進(jìn)一步修正。

4 仿真分析

按照上述方法進(jìn)行設(shè)計(jì)應(yīng)用仿真軟件編寫(xiě)程序并進(jìn)行仿真。仿真參數(shù)如下：等效PWM載波頻率500 Hz，控制周期500 μs。母線電壓5 000 V，負(fù)載為3 200 V電網(wǎng)。

圖10a為給定電流和穩(wěn)態(tài)電流的軌跡，其中給定電流是理想的光滑圓軌跡，實(shí)際的穩(wěn)態(tài)電流由于開(kāi)關(guān)頻率較低，因此是近似圓形的多邊形軌跡。

圖10 電流軌跡Fig.10 Current trajectory

圖10b是突加100%電流給定后的響應(yīng)對(duì)比，從中可看出常規(guī)方法電流存在超調(diào)，本方法電流軌跡幾乎沒(méi)有超調(diào)，且更快地達(dá)到與穩(wěn)態(tài)軌跡重合。

圖11為中點(diǎn)平衡效果。從圖11中看出，當(dāng)注入不平衡電流后，中點(diǎn)偏移電壓Δudc逐漸偏離零點(diǎn)，分別使能不同程度的中點(diǎn)平衡控制，中點(diǎn)不平衡程度得到了有效抑制。

圖11 中點(diǎn)平衡效果Fig.11 Neutral-point balance effect

圖12為不同狀態(tài)下對(duì)電流諧波的影響。注入不平衡電流后，在禁止中點(diǎn)平衡控制時(shí)電流諧波達(dá)到12.31%，在中點(diǎn)平衡使能K=0.1時(shí)，諧波電流降到6.55%，在中點(diǎn)平衡使能K=0.4時(shí)，諧波電流進(jìn)一步下降至5.95%。

圖12 電流諧波對(duì)比Fig.12 Current harmonic contrast

5 結(jié)論

本方法保留了優(yōu)化PWM查表方法電流諧波低的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)克服了優(yōu)化PWM方法在矢量控制中動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)容易造成PWM紊亂、系統(tǒng)過(guò)流的缺點(diǎn)，相比傳統(tǒng)PWM調(diào)制策略大幅提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)。通過(guò)對(duì)三相分別修正PWM脈沖邊沿，相對(duì)零序分量或冗余小矢量調(diào)節(jié)共模電壓的方法，不僅靈活性更高，由于脈沖修正在三相每個(gè)PWM邊沿實(shí)時(shí)獨(dú)立進(jìn)行，更適合用于查表控制的場(chǎng)合。同時(shí)設(shè)計(jì)了非線性處理環(huán)節(jié)，在電流幅值較小時(shí)減少調(diào)節(jié)幅度，在同等調(diào)節(jié)能力的前提下，減少了對(duì)輸出電壓造成的畸變。

由仿真數(shù)據(jù)證明了本方法中點(diǎn)平衡抑制能力較好，且電流諧波明顯減小。