基于殘余自干擾獲取的帶內(nèi)全雙工水聲通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)方案與仿真

趙云江，張小華

（1.中國船舶集團有限公司第七一〇研究所，湖北 宜昌 443003；2.清江創(chuàng)新中心，湖北 武漢 430076）

0 引言

帶內(nèi)全雙工（In-Band Full-Duplex，IBFD）[1-5]水聲（Underwater Acoustic，UWA）通信技術(shù)可同時發(fā)射和接收相同頻帶內(nèi)的通信信號，可顯著提升頻率利用效率，在水聲信道可用頻譜資源嚴(yán)重受限的背景下具有著重要的研究意義與應(yīng)用價值。而實現(xiàn) IBFD-UWA通信技術(shù)過程中需要對本地近端發(fā)射端發(fā)射的強自干擾（Self-Interference，SI）進行抵消，進而使近端接收端可順利接收并解調(diào)遠端弱期望信號，因此，如何實現(xiàn)本地強 SI信號的抑制與抵消，是需要解決的關(guān)鍵性問題。

目前，針對IBFD通信實現(xiàn)過程中的自干擾抵消（Self-Interference Cancellation，SIC）的過程可主要總結(jié)為以下幾個步驟：1）空間域SI抑制[6-8]；2）SI復(fù)雜傳播信道建模[9-13]；3）模擬域SIC[14-16]；4）數(shù)字域SIC[17-19]。其中，空間域SI抑制可顯著降低后續(xù)模擬域及數(shù)字域SIC壓力，但同時部分研究結(jié)果[20]表明，空間域上的主動及被動SI抑制會影響 SI傳播信道，進一步加劇了頻率選擇性衰落效應(yīng)。

為了實現(xiàn)SIC，需對SI信號進行較為精準(zhǔn)的傳播信道估計，以得到信道抽頭及時延從而結(jié)合本地參考信號進行SI信號的重構(gòu)，進而通過減法器實現(xiàn)抵消。從已公開論文統(tǒng)計及研究經(jīng)驗來看[9-13，19]，為了能夠達到良好抵消效果（大于60 dB的自干擾抵消），需要對相對主徑幅度達到10-3～10-4的信道抽頭進行精準(zhǔn)的估計與抵消。文獻[21]對IBFD- UWA通信系統(tǒng)在實際應(yīng)用環(huán)境下的 SI傳播信道進行了簡化建模與仿真，給出了對不同 SI傳播信道抽頭個數(shù)抵消后的殘余干擾仿真結(jié)果，在對信道的 10個抽頭進行抵消后，殘余干擾仍然高于接收機的噪聲下限。文獻[13]考慮到在實際應(yīng)用中，水聲通信機殼體對自干擾傳播信道的影響，建立了基于工程樣機實物的有限元簡化模型，并通過仿真和實驗證實了實際工程應(yīng)用狀態(tài)下 SI主要由環(huán)路自干擾（Self-Loop Interference，SLI）及多徑自干擾（Self-Multipath Interference，SMI）構(gòu)成，SI成分的多樣性造成了 SI傳播信道極其復(fù)雜，使得傳統(tǒng)半雙工UWA通信過程中的稀疏信道估計方法[22-23]在IBFD-UWA通信系統(tǒng)中的應(yīng)用受到了限制。

SI信號構(gòu)成可主要分為3類，即線性分量、非線性分量[24]及發(fā)射機噪聲[25]。其中線性分量是 SI信號中能量占比最大的部分，而非線性分量主要由帶內(nèi)全雙工通信系統(tǒng)中的功率放大器（Power Amplifier，PA）引入，若不對此分量進行抵消，將會影響系統(tǒng)整體SIC效果。針對PA引入的非線性失真分量的抵消已有部分研究結(jié)果，主要由非線性重構(gòu)[16，18]、輔助鏈路[19]、預(yù)失真補償[26]等方式實現(xiàn)，但獨立模擬域或數(shù)字域的SIC方案性能有限[1]，且若模擬干擾抵消效果過好，會導(dǎo)致數(shù)字干擾抵消性能的下降。這種結(jié)果主要由2個方面原因造成：其一，殘余信號的能量已經(jīng)過低，導(dǎo)致殘余 SI信道估計結(jié)果不準(zhǔn)確；其二，殘余信號與參考信號已存在較大差異，以參考信號進行殘余干擾信號信道建模無法得到精準(zhǔn)的信道估計結(jié)果。

基于上述內(nèi)容，本文基于前期研究工作基礎(chǔ)，提出了一種基于殘余自干擾獲?。≧esidual Self-Interference Acquisition，RSIA）的IBFD M元擴頻UWA通信方案以解決上述問題，具體包括：

1）對文獻[16]及文獻[19]中的核心思想進行融合以完成初步模擬域SIC；

2）通過RSIA系統(tǒng)結(jié)構(gòu)（如圖1所示）獲取精準(zhǔn)的殘余干擾信號進而解決殘余信號與參考信號存在較大差異的問題，通過聯(lián)合模擬域與數(shù)字域共同實現(xiàn)IBFD M元擴頻UWA通信過程。

圖1 基于RSIA的IBFD-UWA通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計方案Fig.1 Structural design scheme of IBFD-UWA communication system based on RSIA

綜上，本文的各節(jié)內(nèi)容安排如下：第1節(jié)中通過計算得到了實現(xiàn)IBFD-UWA通信所需的SIC需求；本文提出的基于RSIA的IBFD-UWA通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)模型在第2節(jié)中進行詳細介紹；第3節(jié)中對所提出的RSIA系統(tǒng)結(jié)構(gòu)模型進行仿真分析；最后在第3節(jié)中總結(jié)全文并指出后續(xù)研究工作方向。

1 IBFD-UWA通信系統(tǒng)自干擾抵消需求分析

基于前期研究結(jié)果，可將到達近端接收端的SLI能量作為需要抵消的SI能量上限，以環(huán)境噪聲級作為抵消效果的上限，并通過被動聲吶方程的變形來描述強 SI信號、遠端期望信號、傳播損失能量關(guān)系，具體如式（1）所示。

式中：SL為發(fā)射聲源級；TL為傳播損失；NL為環(huán)境噪聲級；DI為接收陣的接收指向性指數(shù)；Rs為接收端的遠端期望信號的信干噪比（Signal to Interference Noise Ratio，SINR）。其中，傳播損失由文獻[27]所述方法求得，假設(shè)IBFD-UWA通信系統(tǒng)應(yīng)用場景為淺海，則傳播損失計算公式中擴展系數(shù)可定義為 1.5。若不考慮接收端的指向性，則發(fā)射聲源級將由通信距離、通信體制及海洋環(huán)境噪聲決定。

本方案中采用M元擴頻通信作為IBFD-UWA通信系統(tǒng)體制，在考慮誤碼率的情況下，擬定最低解調(diào)需求下的SINR為0，頻帶范圍為8～16 kHz。海洋環(huán)境背景噪聲成分復(fù)雜，一般可視為各類噪聲如風(fēng)浪噪聲、航運噪聲、湍流噪聲、熱噪聲的綜合疊加的結(jié)果，可由文獻[28]中所述計算方法得到?；?/p>

上述描述，可計算出不同距離下保證通信質(zhì)量的聲源級。但由于短程傳播損失難以用球面波擴展來計算（考慮IBFD-UWA通信系統(tǒng)近端發(fā)射端到近端接收端的距離為米的量級），結(jié)合前期實驗驗證結(jié)果[13]，可認(rèn)為近端接收端處的聲壓級在殼體的影響下與發(fā)射端聲壓級基本一致（該假設(shè)目的為保留部分自干擾抵消能力冗余）。在保證接收端期望信號 SINR的條件下，若環(huán)境噪聲級提高，則需提高發(fā)射聲源級，此時，若不考慮節(jié)點內(nèi)部設(shè)備等因素帶來的影響，發(fā)射端與遠端接收端的能量差僅與傳播損失有關(guān)，因此可認(rèn)為海洋環(huán)境噪聲級對IBFD-UWA通信系統(tǒng)自干擾抵消需求沒有影響。

基于上述假設(shè)，繪制公里級別下，以擴頻通信系統(tǒng)為核心的 IBFD-UWA通信系統(tǒng)的通信距離與SIC需求關(guān)系變化如圖2所示。由圖可知，若實現(xiàn)4 km的IBFD M元擴頻UWA通信，則至少要實現(xiàn)75 dB的SIC，且當(dāng)總的SIC能力超過70 dB時，SIC性能每提高10 dB，則該IBFD-UWA通信系統(tǒng)可通信距離將會增大約1倍。

2 基于RSIA的IBFD-UWA通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

為提高系統(tǒng)整體SIC性能，本節(jié)將基于文獻[16]所述的數(shù)字輔助模擬干擾抵消（Digitally Assisted Analog Self-Interference Cancellation，DAA-SIC）技術(shù)，文獻[19]所述的基于輔助鏈路的功放輸出獲取技術(shù)并結(jié)合基于 RSIA的新型系統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計，實現(xiàn)模擬域、數(shù)字域聯(lián)合下的 SIC，主要分成2種方案在發(fā)射鏈路存在噪聲干擾的情況下進行性能對比。

RSIA結(jié)構(gòu)核心理念為通過2個采集鏈路（主采集鏈路、輔助采集鏈路）分別獲取干擾信號與期望信號的混合信號以及“純凈干擾”，后者的獲取方法為在通過芯片選型等方法下控制ADC有效量化位數(shù)可使期望信號無法進入指定ADC的動態(tài)量化范圍之內(nèi)，而主采集鏈路選用的ADC芯片需具備較高的有效量化位數(shù)，在此基礎(chǔ)上再對2種方案進行分析。

方案一中，通過輔助鏈路實現(xiàn)對自干擾信號非線性失真分量的獲取，并以此作為線性自適應(yīng)濾波器的輸入?yún)⒖夹盘?，實現(xiàn)DAA-SIC，并通過RSIA結(jié)構(gòu)中的輔助采集鏈路在數(shù)字域與重構(gòu)干擾信號合并（抵消）以獲取殘余 SI信號，以此作為數(shù)字域SIC過程中的線性自適應(yīng)濾波器輸入?yún)⒖夹盘?，實現(xiàn)進一步的殘余SI的抵消。

方案二中，以本地發(fā)射信號作為線性自適應(yīng)濾波器的輸入?yún)⒖夹盘?，實現(xiàn)DAA-SIC并通過RSIA結(jié)構(gòu)中的輔助采集鏈路在數(shù)字域與重構(gòu)干擾信號合并（抵消）以獲取非線性失真分量，再以此作為數(shù)字域SIC過程中的線性自適應(yīng)濾波器輸入，實現(xiàn)殘余SI的抵消。2種方案差異主要在于非線性失真分量抵消過程分別在模擬域、數(shù)字域進行，同時模擬域SIC的輸入?yún)⒖夹盘柌煌?，系統(tǒng)的整體方案如圖2所示。

在本通信系統(tǒng)中，采用 M元擴頻通信體制，發(fā)射信號s(t)可表示為

式中：A為發(fā)射信號幅度；ci(t)為碼長為N的序列，碼片持續(xù)時間為Tc的擴頻碼；φ為初始相位。經(jīng)過功放后的輸出信號ypa(t)可通過基于 Volterra級數(shù)模型[29]表示如式（3）所示：

式中：s(t)為輸入信號；hn(τ1,τ2, ...,τn) 為第n階Volterra核函數(shù)表示為第n階非線性 Volterra沖激響應(yīng)，τn表示為第n階相應(yīng)的時延。通過輔助鏈路，經(jīng)過衰減器采集到數(shù)字域時，ypa[n]可通過記憶多項式（Memory Polynomial，MP）模型[30]可進一步簡化為

式中：K及M分別為模型的非線性階數(shù)與記憶深度。發(fā)射信號通過換能器發(fā)出后，傳播過程中經(jīng)歷自干擾傳播信道hSI(τ,t)與期望信號混合被接收端接收，因此，圖2中主采集鏈路接收信號r(t)可表示為

式中：?為卷積符號；xf（t）為遠端期望信號；n（t）為噪聲。根據(jù)圖 1可知，若通信距離為 5 km，則此時干擾信號與期望信號的干信比（Interferenceto-Signal Ratio，ISR）約為80 dB，期望信號能量影響極其有限，因此在初步的模擬SIC過程中可不考慮期望信號對線性濾波器進行 SI信道估計精度的影響，即可認(rèn)為r(t) ≈ypa(t) ?hSI(τ,t)。

若線性濾波器權(quán)值系數(shù)長度為Lc，則此時重構(gòu)的干擾信號ysic[n]與抵消后信號easic[n]的關(guān)系為

方案核心內(nèi)容在于在進行DAA-SIC的同時，通過輔助采集鏈路采集未經(jīng)模擬域SIC的SI信號，并在其進入到數(shù)字域后，與ysic[n]進行相減得到y(tǒng)rsi[n]，以完成 RSIA，并以此作為線性濾波器的輸入?yún)⒖夹盘枺瓿蓴?shù)字域殘余SIC。

3 理論仿真及結(jié)果分析

3.1 仿真假設(shè)

為了評估上述兩通信系統(tǒng)方案的性能，在本節(jié)進行數(shù)值與電路仿真，為了得到真實工程應(yīng)用中的實際性能，在理論仿真中分別加入了輔助鏈路電路噪聲、功率放大器非線性失真效應(yīng)、發(fā)射機噪聲、復(fù)雜SI傳播信道、理論ISR等方面的影響，假設(shè)及其依據(jù)如下。

1）輔助鏈路電路噪聲以鏈路中的 ADC有效量化位數(shù)（Effective Numbers of Bits，ENOB）影響的形式體現(xiàn)，分別在輔助鏈路設(shè)置 52.14 dB、41.06 dB、29.98 dB信噪比（此處指參考信號與鏈路噪聲能量之比，在本仿真中噪聲形式為全頻帶加性高斯白噪聲，分別對應(yīng)文獻[31]中的10，8，6位有效量化位數(shù)）；

2）通過MP模型模擬功放對發(fā)射信號的影響，模型中非線性階數(shù)與記憶深度分別設(shè)定為5和4；

3）仿真中發(fā)射機噪聲來源于功放噪聲，且假設(shè)為全頻帶加性高斯白噪聲，能量強度參考無線電發(fā)射機噪聲能量強度——較輸出信號能量小60 dB[30]；

4）自干擾傳播信道采用文獻[13]中所述實測結(jié)果，遠端期望信號傳播信道采用2019年12月實測千島湖聲速剖面進行仿真；

5）ISR為80 dB，對應(yīng)約為5 km通信情況，由第2節(jié)計算得到。

6）線性自適應(yīng)濾波器①、②設(shè)定為遞歸最小二乘（Recursive Least Squares，RLS）濾波器，濾波器長度分別為400、10，遺忘因子λ設(shè)定為0.999。

兩方案中所述數(shù)模、模數(shù)轉(zhuǎn)換器時鐘絕對同步，通信系統(tǒng)采用M元擴頻通信體制，信號調(diào)制碼長為31，中心頻率12 kHz，帶寬8 kHz，仿真中SIC性能通過式（8）進行評價，與文獻[19]思想一致。

3.2 數(shù)值仿真結(jié)果分析

為便于展示各方案及參數(shù)對干擾抵消結(jié)果的影響，突出變化趨勢，對干擾抵消結(jié)果進行帶內(nèi)濾波，并通過滑動平均進行歸一化均方誤差（Normalized Mean Square Error，NMSE）曲線平滑并進行降采樣顯示，各參數(shù)配置下SIC后的NMSE性能對比結(jié)果如圖3所示，模擬域SIC后頻帶內(nèi)能量對比如圖4所示，模擬域結(jié)合數(shù)字域SIC后頻帶內(nèi)能量對比圖如圖5所示。

圖3 各參數(shù)配置下NMSE性能對比Fig.3 Comparison of NMSE performances under various parameter configurations

圖4 模擬域SIC后頻帶內(nèi)能量對比Fig.4 Comparison of power in frequency band after SIC in analog domain

圖5 數(shù)字域SIC后頻帶內(nèi)能量對比Fig.5 Comparison of power in frequency band after SIC in digital domain

由圖 3可知，輔助鏈路噪聲干擾將影響DAA-SIC性能，當(dāng)ENOB分別為6、8、10位時，模擬域SIC穩(wěn)態(tài)性能分別約為38.2 dB、49.2 dB、59.8 dB，在數(shù)字域結(jié)合RSIA結(jié)構(gòu)實現(xiàn)數(shù)字域SIC后，穩(wěn)態(tài)性能可分別提升至約62.6 dB、72.4 dB、70.4 dB，性能提升量隨ENOB的增加而降低，在一定程度上證明了文獻[32]所述推測，即當(dāng)模擬域SIC性能過強時，數(shù)字域 SIC所帶來的增益效果將會下降。當(dāng)輔助鏈路無噪聲干擾時，通過DAA-SIC結(jié)構(gòu)可以將SI做到較為完美的抵消（輔助鏈路可獲取非線性失真分量），但這種理想情況因硬件條件固有噪聲而無法實現(xiàn)，在圖3中將其列出用于對比噪聲干擾對SIC性能影響。當(dāng)模擬域SIC過程以本地發(fā)射信號作為線性濾波器輸入?yún)⒖紩r，SIC穩(wěn)態(tài)性能僅能達到約37.1 dB，這是由于該過程未將非線性失真分量考慮在內(nèi)，而結(jié)合 RSIA結(jié)構(gòu)實現(xiàn)數(shù)字域SIC后，穩(wěn)態(tài)性能可提升至約78.3 dB的水平。

由圖4可知，在鏈路噪聲干擾的影響下，由于殘余SI能量較大，無法通過獨立的模擬域SIC實現(xiàn)IBFD-UWA通信，當(dāng)無噪聲干擾時，模擬域SIC后剩余能量與遠端期望信號能量接近。圖4中以本地發(fā)射信號為參考信號下，SIC后信號能量基本在通頻帶內(nèi)均勻分布，這代表由復(fù)雜 SI傳播信道造成的線性分量 SI的絕大部分已經(jīng)被抵消，此時殘余SI的主要成分為非線性失真分量。

由圖5可知，當(dāng)完成數(shù)字域SIC后，方案一中輔助鏈路存在噪聲干擾時，各參數(shù)設(shè)置下的SIC穩(wěn)態(tài)性能都得到了增強，但ISR仍在通信系統(tǒng)無法順利解調(diào)的水平（＞10 dB）。但當(dāng)模擬域SIC過程中，若以殘余干擾作為線性濾波器①的輸入?yún)⒖夹盘?，并通過RSIA結(jié)構(gòu)從殘余干擾中獲取到非線性失真分量并作為線性濾波器②的輸入?yún)⒖夹盘?，在?shù)字域SIC階段進行抵消，則可使系統(tǒng)整體的SIC性能接近輔助鏈路無噪聲干擾下的SIC穩(wěn)態(tài)水平，可進一步降低ISR，進而支撐IBFD M元擴頻UWA通信系統(tǒng)的順利解調(diào)。

3.3 電路仿真結(jié)果分析

為進一步證明模擬域 SIC過程選用不同參考信號下 SIC效果性能差異，通過 MATLAB的Simulink模塊對各方案及參數(shù)設(shè)定進行實測硬件參數(shù)下的電路仿真與性能分析。

具體參數(shù)獲取過程如下：用T類功率放大器進行SI信號發(fā)射，通過級聯(lián)兩低噪衰減器（Behringer DI-100）直接采集獲得功放輸出信號，并通過計算求得發(fā)射機噪聲能量水平（計算結(jié)果約為61 dB），其次通過對功放輸出衰減回路信號對功放進行建模以獲得MP模型參數(shù)。

發(fā)射信號參數(shù)設(shè)置與仿真過程保持一致。各采集鏈路噪聲以加性高斯白噪聲形式出現(xiàn)，其余參數(shù)設(shè)定與仿真過程保持一致。各方案及不同參數(shù)下SIC后頻帶能量對比如圖6所示，理論及與電路仿真SIC穩(wěn)態(tài)性能對比如圖7所示。

圖6 模擬及模擬、數(shù)字域聯(lián)合SIC后頻帶內(nèi)能量對比Fig.6 Comparison of power in frequency band after analog and analog & digital domain combined SIC

圖7 模擬及模擬、數(shù)字域聯(lián)合方案的理論與電路仿真SIC穩(wěn)態(tài)性能對比Fig.7 Comparison of SIC steady-state performances between analog，analog & digital domain joint scheme in theory and circuit simulation

由圖6可知，電路仿真結(jié)果中模擬及模擬、數(shù)字域聯(lián)合SIC后頻帶內(nèi)能量對比結(jié)果與圖4及圖5基本保持一致，具體細節(jié)差異可見圖7。

由圖7可知，實測硬件參數(shù)下的性能仿真結(jié)果中的 SIC穩(wěn)態(tài)性能變化規(guī)律與理論仿真結(jié)果基本一致，但性能均有所下降，推測其原因為理論仿真與電路仿真中功放模型系數(shù)不一致導(dǎo)致。模擬、數(shù)字域聯(lián)合SIC后IBFD M元擴頻UWA通信系統(tǒng)誤碼率情況如表1所示（Monte-Carlo仿真50次）。

表1 模擬、數(shù)字域聯(lián)合SIC后IBFD M元擴頻UWA通信系統(tǒng)誤碼率Table 1 BER of IBFD M-ary spread spectrum UWA communication system after analog and digital domain combined SIC

為體現(xiàn)殘余干擾對通信系統(tǒng)影響，解調(diào)過程無均衡及解碼過程。由表1可知，當(dāng)通過輔助鏈路將功放輸出信號引入數(shù)字域作為線性濾波器輸入?yún)⒖夹盘枺僭跀?shù)字域進行殘余SIC時，由于存在模擬域及數(shù)字域SIC性能的平衡問題，無法使干擾強度降低至系統(tǒng)可順利解調(diào)的程度。而本文所述基于RSIA的IBFD-UWA通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)并利用本地發(fā)射信號完成初步的模擬域SIC，可使通信系統(tǒng)實現(xiàn)誤碼率小于10-3的通信效果。

4 結(jié)束語

本文提出了一種基于殘余干擾獲取的帶內(nèi)全雙工擴頻水聲通信方案，理論與電路仿真結(jié)果表明，該方案可在有效克服功率放大器非線性影響的同時，通過輔助采集鏈路獲取“純凈”干擾信號，并引入至數(shù)字域內(nèi)獲得殘余 SI的近似樣本，并通過進一步的數(shù)字域 SIC完成殘余 SI的抵消，使SINR提高至M元擴頻通信系統(tǒng)可解調(diào)水平。但需指出，該結(jié)構(gòu)會造成遠端期望信號存在一定損失，因此目前該結(jié)構(gòu)僅能采用抗干擾能力較強的通信體制進行實現(xiàn)，同時除本文中討論的參數(shù)影響外，方案還將受限于衰減器、減法器（合并器）、低噪放大器的實際性能，未來將對此類器件影響及新型“模擬-數(shù)字聯(lián)合結(jié)構(gòu)”進行更深入地研究。