分配路數(shù)和分配比均可重構(gòu)功分器設(shè)計(jì)

張紅升，易勝宏，雷 鵬，孟 金，楊 虹，葉青松

(1.重慶郵電大學(xué) 光電工程學(xué)院，重慶 400065；2.華中科技大學(xué) 光學(xué)與電子信息學(xué)院，武漢 430074；3.深圳技術(shù)大學(xué) 大數(shù)據(jù)與互聯(lián)網(wǎng)學(xué)院，廣東 深圳 518118)

0 引 言

在相控陣?yán)走_(dá)天線陣列、功率放大器的射頻前端以及多端口網(wǎng)絡(luò)電路，多路功分器是關(guān)鍵核心組件[1-2]。目前，很多研究人員提出的多路功分器類(lèi)型，有級(jí)聯(lián)形式[3-5]、PIN結(jié)二極管形式和輸出端口不等分形式[6-10]。但是大量的功分器級(jí)聯(lián)形式的引入會(huì)導(dǎo)致整個(gè)前饋網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生較高的插入損耗、電路結(jié)構(gòu)太大等問(wèn)題，所能應(yīng)用范圍受限。而基于PIN結(jié)二級(jí)管形式和多路輸出不平衡形式的功分器，其結(jié)構(gòu)復(fù)雜、只能滿(mǎn)足離散可重構(gòu)和固定輸出功率分配比等單一問(wèn)題，且傳統(tǒng)可重構(gòu)功分器可調(diào)范圍低，實(shí)用性低。而一體化可重構(gòu)功分器可同時(shí)實(shí)現(xiàn)功率分配路數(shù)和分配比功能，用單個(gè)器件取代多個(gè)器件，不僅降低生產(chǎn)成本，還將性能和集成度進(jìn)一步提升，縮小了通信系統(tǒng)的設(shè)備尺寸。

目前，可重構(gòu)功分器的研究方向主要是集中在功率分配比和分配路數(shù)可重構(gòu)。功率分配比可重構(gòu)功分器的大多數(shù)是離散可重構(gòu)，其結(jié)構(gòu)復(fù)雜，而且分配比例離散，應(yīng)用范圍受限。同時(shí)由于傳統(tǒng)微帶線功分器都是單一的調(diào)節(jié)分配路數(shù)和分配比的功分器，沒(méi)有做成多功能的一體化功分器。為了實(shí)現(xiàn)多功能，將多個(gè)單功能的功分器級(jí)聯(lián)，因此造成了制作成本過(guò)高。

為此，針對(duì)這一問(wèn)題，本文設(shè)計(jì)了一款分配路數(shù)和功率分配比連續(xù)可調(diào)的功分器。通過(guò)將2個(gè)基于π型變換網(wǎng)絡(luò)的新型反射型移相器級(jí)聯(lián)，由于π型變換網(wǎng)絡(luò)的變?nèi)荻O管的電容隨著電壓的變化而變化，繼而影響反射系數(shù)的變換。因此，可以實(shí)現(xiàn)功率分配器分配路數(shù)以及功率分配比可調(diào)的功能，同時(shí)，該功分器可以實(shí)現(xiàn)功率分配比等功率輸出和可調(diào)輸出。傳統(tǒng)的功分器都是單一的調(diào)節(jié)分配路數(shù)和分配比的功分器，而所設(shè)計(jì)功分器，在實(shí)現(xiàn)2種功能的情況下，一定程度上減小了天線陣列饋電系統(tǒng)的尺寸和器件損耗。

1 可重構(gòu)功分器設(shè)計(jì)原理

1.1 可調(diào)反射型移相器的原理

可調(diào)反射型移相器原理圖如圖1所示。該可調(diào)反射型移相器由3 dB分支線耦合器、變換網(wǎng)絡(luò)和反射網(wǎng)絡(luò)3部分構(gòu)成,其中，反射網(wǎng)絡(luò)(微帶線開(kāi)路結(jié)構(gòu))主要為了實(shí)現(xiàn)信號(hào)的全反射(即|Γ|=1)。其中，Z0=50 Ω，θ0=90°，則3 dB分支線耦合器的S參數(shù)和2條級(jí)聯(lián)傳輸線的傳輸特性為

(1)

V(x)=V(e-jβx+Γejβx)

(2)

圖1 可調(diào)反射移相器原理圖Fig.1 Adjustable reflection phase shifter schematic

現(xiàn)假設(shè)將幅值為π的單位激勵(lì)波從P1端口輸入，則按照(1)式可算出在其余端口的激勵(lì)響應(yīng)為

V1=0

(3)

(4)

(5)

V4=0

(6)

此時(shí)，變換網(wǎng)絡(luò)具有移相性質(zhì)，假如移相量為θT，設(shè)變換網(wǎng)絡(luò)的反射系數(shù)分別ΓT1和ΓT2，因?yàn)棣1=ΓT2，則圖1中a點(diǎn)和b點(diǎn)的電壓分別為

(7)

(8)

因此，可調(diào)反射器的端口處的輸入激勵(lì)波，可以表示為

(9)

je-j2θTV

(10)

從(9)—(10)式可以看出，該可調(diào)反射移相器的移相量為2θT，且端口P1的激勵(lì)信號(hào)全部傳輸?shù)搅硕丝赑4。因此，可以通過(guò)級(jí)聯(lián)的方式構(gòu)成分配路數(shù)可重構(gòu)功分器。

1.2 可重構(gòu)功分器設(shè)計(jì)原理

可調(diào)移相器的功分器原理圖如圖2所示，它是由3 dB分支線耦合器和π型變換網(wǎng)絡(luò)(虛線框)組成。其中，π型變換網(wǎng)絡(luò)，它由一條短傳輸線和2個(gè)并聯(lián)的電容組成。據(jù)奇偶模相關(guān)理論，可得

(11)

(12)

(11)—(12)式中：f為頻率；c為變?nèi)荻O管電容值；Yc為可變電容的導(dǎo)納，Zπ和θπ分別是π型等效傳輸線的阻抗和電長(zhǎng)度；θT為普通傳輸線電長(zhǎng)度。

圖2 基于可調(diào)移相器的功分器原理圖Fig.2 Schematic of the power divider based on an adjustable phase shifter

所以，該條件下，反射系數(shù)為

(13)

由于Yc=2πfc，可以發(fā)現(xiàn)，在固定的工作頻率和微帶線條件下，可調(diào)反射器的反射系數(shù)僅與可變電容有關(guān)，所以可調(diào)反射器的反射系數(shù)同樣可以從0→1。為了驗(yàn)證π型變換網(wǎng)絡(luò)的反射系數(shù)參數(shù)變化，選取中心頻率為2.6 GHz，然后，對(duì)可變電容進(jìn)行S參數(shù)掃描如圖3所示。從圖3看出，當(dāng)可變電容從0.3 pF逐漸增至5 pF時(shí)，基于π型變換網(wǎng)絡(luò)反射移相器的反射系數(shù)為-31.1～0.08 dB(即反射系數(shù)從0→1)。即可以通過(guò)變?nèi)荻O管的容值進(jìn)而改變可重構(gòu)功分器的各個(gè)端口的輸出，其中，反射系數(shù)0代表無(wú)反射，輸出端口信號(hào)功率能量可以全部輸出；而反射系數(shù)1代表全反射，輸出端口無(wú)功率能量輸出，進(jìn)而可以通過(guò)不同的反射系數(shù)影響各個(gè)輸出端口的功率能量。

圖3 π型變換網(wǎng)絡(luò)隨電容的變化曲線Fig.3 Variation curve of π type conversion network with capacitance

根據(jù)π型移相器的設(shè)計(jì)原理，定義偏置電壓為V1，V2，V3的可調(diào)反射器(即π型等效傳輸線)的電壓反射系數(shù)分別為Γπ1，Γπ2，Γπ3。令Γπ3=0時(shí)，端口P1輸入單位激勵(lì)波V時(shí)，通過(guò)(2)式和可調(diào)移相器的特性分析可以得出每個(gè)端口的S參數(shù)，關(guān)系滿(mǎn)足如下

(14)

S21=-Γπ1Γπ2

(15)

(16)

(17)

(18)

(19)

由(14)—(19)式得出結(jié)論，證明了可以通過(guò)改變2個(gè)反射系數(shù)就可以實(shí)現(xiàn)該功分器5個(gè)輸出端的輸出功率分配比可調(diào)，且每一路的功分器的功率輸入又與2個(gè)反射系數(shù)相關(guān)。

2 分配路數(shù)和分配比可重構(gòu)功分器設(shè)計(jì)

2.1 可重構(gòu)功分器版圖設(shè)計(jì)

根據(jù)上述基于π型變換網(wǎng)絡(luò)的可調(diào)反射器的S參數(shù)分析，可調(diào)反射器型功分器的分配路數(shù)和功率分配比都隨π型變換網(wǎng)絡(luò)的Γπ改變，因此，依據(jù)反射型移相器設(shè)計(jì)思想，設(shè)計(jì)了一款分配路數(shù)和功率分配比可重構(gòu)功分器，完成后的版圖結(jié)構(gòu)圖及實(shí)物圖如圖4所示。

圖4 基于可調(diào)移相器的可重構(gòu)功分器版圖及實(shí)物圖Fig.4 Reconfigurable power divider based on adjustable phase shifter

圖4中，反射型可調(diào)移相器的變換網(wǎng)絡(luò)π型移相器的變?nèi)荻O管為SMV1245，版圖結(jié)構(gòu)均采用Rogers RT/duroid5870，厚度為0.787 mm的基底作為介質(zhì)基板。則該可重構(gòu)功分器的結(jié)構(gòu)參數(shù)為w1=2.23 mm，w2=3.71 mm，w3=0.34 mm；L1=5 mm，L2=20.7 mm，L3=6 mm，L4=5 mm。其中，反射型可調(diào)移相器采用變?nèi)荻O管SMV1245(CJ0=6.9 pF，VJ=3.5 V，M=1.7，RS=2 Ω，LS=0.7 nH)來(lái)實(shí)現(xiàn)，為了進(jìn)一步驗(yàn)證該可重構(gòu)功分器的效果，理想變?nèi)荻O管采用實(shí)際的等效模型見(jiàn)圖4a，實(shí)際變?nèi)荻O管電路電容和電壓的關(guān)系，可以表示為

Ci=CJ0/(1+Vi/VJ)M

(20)

因此，結(jié)合(20)式可以看出，Ci將隨Vi而改變，進(jìn)而可以改變?cè)摽芍貥?gòu)功分器的相位差和功率分配比。

2.2 功分器仿真與測(cè)試分析

利用ADS軟件，對(duì)可重構(gòu)功分器版圖與實(shí)物分別進(jìn)行仿真分析，同時(shí)，利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量該功分器的各項(xiàng)性能參數(shù)對(duì)比。其中，工作頻率選取2.6 GHz，變?nèi)荻O管外加偏置電壓V1、V2和V3選取0～12 V。1路可重構(gòu)功分器的S參數(shù)如圖5所示。仿真與測(cè)試結(jié)果可知，當(dāng)V2=V1=0 V(即Γπ2=Γπ1=1全反射)時(shí)，外加偏置電壓V3為0～12 V；當(dāng)V3>7.2 V時(shí)，該可重構(gòu)功分器可看作是1路功分器。且工作頻率為2.6 GHz時(shí)，實(shí)現(xiàn)了端口P2的輸出，其他端口不能輸出，且插入損耗S21實(shí)測(cè)結(jié)果低于-4.1 dB，插入損耗較小，實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真結(jié)果基本吻合。

圖5 1路可重構(gòu)功分器的S參數(shù)Fig.5 S-parameters of one-way reconfigurable power divider

圖6為所設(shè)計(jì)功分器實(shí)現(xiàn)了3路可重構(gòu)，當(dāng)V1=0 V,V3=12 V(即Γπ1=1全反射)時(shí)，外加偏置電壓V2在0～12 V進(jìn)行掃描仿真。可以得出，該情況下端口P1輸入時(shí)，功分器僅P2端口、P5端口P6端口有功率輸出，其余端口的輸出功率皆低于-20 dB，無(wú)功率輸出。且P5，P6端口功率輸出相等。在2.6 GHz工作頻率下帶寬滿(mǎn)足設(shè)計(jì)所需要的帶寬。

圖7為實(shí)現(xiàn)5路分配路數(shù)和分配比可重構(gòu)功分器的S參數(shù)仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果。對(duì)于5路可重構(gòu)功分器的實(shí)現(xiàn)，令V3=7.2 V,V2=3.6 V時(shí)，外加偏置電壓V1為0～12 V，即可以實(shí)現(xiàn)功分器5路可調(diào)。當(dāng)電壓V1=2.6 V時(shí)，實(shí)現(xiàn)了5路輸出功率相等，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了功分器5等分輸出。

圖6 3路可重構(gòu)功分器的S參數(shù)Fig.6 S-parameters of the three-way reconfigurable power divider

圖8為該功分器在實(shí)現(xiàn)5路可重構(gòu)功分器時(shí)，輸出端口P3和端口P4、輸出端口P5和端口P4的隔離度隨頻率的變化，可以看出，在工作頻率2.6 GHz時(shí)，輸出端口隔離度均低于-40 dB，且實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真結(jié)果基本吻合，滿(mǎn)足功分器設(shè)計(jì)的需要。

圖9為5路可重構(gòu)功分器的輸出端口相位隨頻率的變化，可以看出，當(dāng)在中心頻率工作時(shí)，輸出端口P3和輸出端口P4的相位差為-25°、輸出端口P5和輸出端口P6的相位差為50°，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)了不同端口的相位差可調(diào)。

圖10為該功分器的不同輸出端口功率分配比隨電壓的變化，通過(guò)改變偏置電壓V1實(shí)現(xiàn)輸出P6端口與P3端口的功率分配比在17.1～-33.1 dB可調(diào)；輸出P3端口與P2端口的功率分配比在-16.7～33.3 dB可調(diào)，同時(shí)輸出P6端口與P5端口實(shí)現(xiàn)了1∶1等功率輸入，回波損耗S11均低于-30 dB，滿(mǎn)足實(shí)際器件的需要。由于實(shí)際變?nèi)荻O管模型與理想二極管模型略有差異性，同時(shí)也存在焊接變?nèi)荻O管和SMA頭時(shí)，受焊接不穩(wěn)定、實(shí)測(cè)誤差等因素影響，因此整體器件設(shè)計(jì)仿真結(jié)果和實(shí)測(cè)結(jié)果略有一點(diǎn)不同，但總體實(shí)測(cè)結(jié)果基本與版圖設(shè)計(jì)仿真吻合。與相關(guān)文獻(xiàn)[6-10]進(jìn)行比較，如表1所示。該設(shè)計(jì)表明分配路數(shù)和分配比均可重構(gòu)的功率分配器有更多的路數(shù)和更多的分配比范圍可調(diào)，且使用了更少的集成元件，可以有效降低損耗。

圖8 5路時(shí)功分器隔離度隨頻率的變化Fig.8 Variation of five-way power divider’s isolation with frequency

圖9 5路時(shí)功分器相位隨頻率的變化Fig.9 Variation of five-way power divider’s phase with frequency

圖10 功分器功率分配比隨電壓的變化Fig.10 Variation of power distribution ratio with voltage

表1 本文與相關(guān)參考文獻(xiàn)的功分器的性能參數(shù)對(duì)比Tab.1 Comparison of proposed PD with those of reference

3 結(jié) 論

基于π型變換網(wǎng)絡(luò)的可調(diào)反射器的傳輸特性和變?nèi)荻O管的特性實(shí)現(xiàn)了可調(diào)功能，設(shè)計(jì)了一款分配路數(shù)和分配比可重構(gòu)的功分器。通過(guò)版圖仿真得到，可重構(gòu)功分器可以實(shí)現(xiàn)1～5路分配路數(shù)可調(diào)路數(shù)和分配比可重構(gòu)的功分器。通過(guò)版圖仿真得到，可重構(gòu)功分器可以實(shí)現(xiàn)1～5路分配路數(shù)可調(diào)，且每一路的分配比可以實(shí)現(xiàn)大范圍內(nèi)可調(diào)和等功率輸出的需求，該多功能可重構(gòu)功分器可以應(yīng)用于更廣泛、智能化和集成化要求高的射頻系統(tǒng)。