基于無橋PFC的單相三電平變換器設(shè)計

徐甜川，張杰

（1.三峽大學(xué) 電氣與新能源學(xué)院，湖北宜昌 443000；2.東北電力大學(xué) 經(jīng)濟管理學(xué)院，吉林吉林 132012）

引言

無橋功率因數(shù)校正(PFC)電路由于去除了傳統(tǒng)Boost PFC前級二極管整流橋，電路通態(tài)損耗低、效率高，得到廣泛關(guān)注[1,2]。dual-boost無橋電路[3-5]在傳統(tǒng)無橋PFC的對地側(cè)增加了兩個二極管作為低頻電流的回路，橋臂上開關(guān)只作為高頻開關(guān)不參與低頻續(xù)流，具有更低的共模干擾，缺點是這種拓撲必須使用兩個電感，功率密度不高；圖騰柱無橋拓撲具有較低的EMI[6-8]，使用元件相對較少，可以有效提高電路效率，但對元件性能的要求較高；前級二極管整流橋中間嵌入一對反向串聯(lián)的開關(guān)管[9]，提出了一種無橋PFC變換器，為本文提出的電路提供了思路。此外，多電平PFC變換器在許多文獻中被認為是提高電能質(zhì)量和效率的一種解決方案[10-12]。與兩電平整流器相比，它們的主要優(yōu)點是具有更低的開關(guān)損耗和諧波分量。

本設(shè)計將無橋PFC電路與多電平技術(shù)相結(jié)合，提出了一類新型無橋三電平PFC電路。以對稱無橋三電平PFC電路為例，詳細分析其拓撲構(gòu)造、工作原理以及調(diào)制系統(tǒng)等，并對其器件選型給出了計算過程，對電路的損耗計算建立了數(shù)學(xué)模型，最后通過仿真搭建1 kW/50 Hz的樣機進行試驗驗證。

1 拓撲結(jié)構(gòu)與工作原理

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)

圖1給出兩種雙向開關(guān)結(jié)構(gòu)，圖1(a)為可四象限流通開關(guān)管，因其開關(guān)少、成本低，被廣泛地應(yīng)用在變換器電路中[13]；圖1(b)所示T型NPC分支結(jié)構(gòu)由兩個串聯(lián)的共源/漏極開關(guān)組成，該雙向開關(guān)可共用一個驅(qū)動信號控制電流流通方向[14-16]。本設(shè)計利用圖1所示兩種開關(guān)結(jié)構(gòu)對傳統(tǒng)Boost PFC電路進行優(yōu)化，改進后的新型無橋三電平拓撲結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖1 兩種雙向開關(guān)管

在圖2(a)中，二極管D5和D6共陰極、二極管D7和D8共陽極分別與開關(guān)管S1漏源極相連，構(gòu)成一個四象限流通單元，四個二極管左右對稱嵌入前級整流橋，防止開關(guān)導(dǎo)通時電流通過體二極管反向?qū)?；一對反向串?lián)的雙向開關(guān)結(jié)構(gòu)連接至a點和n點，提供1/2Udc回路，抬升橋臂輸出電壓臺階數(shù)，可得圖3(a)所示的變換器結(jié)構(gòu)。將圖2(a)中的四象限開關(guān)單元與二極管整流橋相結(jié)合，D1、D3與D2、D4分別與開關(guān)管S1構(gòu)成新的四象限流通開關(guān)單元，可得到圖2(b)和圖2(c)所示拓撲結(jié)構(gòu)。按照前級整流橋結(jié)構(gòu)特點分別對圖2所示電路命名，圖2(a)所示電路定義為對稱無橋三電平PFC電路，圖2(b)所示電路定義為上非對稱無橋三電平PFC電路，圖3(c)所示電路定義為下非對稱無橋三電平PFC電路。

1.2 新型無橋三電平電路工作原理

以圖2(a)所示對稱無橋三電平PFC電路為例，分析其工作原理。該電路由二極管D1-D8，開關(guān)管S1-S3，以及分裂電容C1、C2，濾波電感L組成，該電路中包含六種工作模態(tài)分別如圖3所示。

圖2 一類新型無橋三電平PFC電路拓撲

（1）模態(tài)1[t∈(t1，t2)]：如圖3(a)所示，開關(guān)管全部關(guān)斷，電容C1、C2充電，橋臂電壓uab=Udc；電感L工作于放電狀態(tài)。

（2）模態(tài)2[t∈(t0，t3)]：電流路徑如圖3(b)所示，開關(guān)管S1、S2關(guān)斷，S3導(dǎo)通，電容C1放電，C2充電，uab=Udc/2；電感所承受電壓為us-Udc/2，當電源電壓小于Udc/2時，兩電感放電；當電源電壓大于Udc/2時，兩電感充電。

（3）模態(tài)3[t∈(t0，t1)∪(t2，t3)]：開關(guān)管S2、S3關(guān)斷，開關(guān)管S1、二極管D6和D7形成回路，電容C1和C2向負載RL供電，橋臂輸出電壓uab=0；電感L充電。

（4）模態(tài)4[t∈(t3，t4)∪(t5，t6)]：電流路徑如圖3(d)所示，開關(guān)狀態(tài)同上階段，電容C1、C2繼續(xù)向負載RL供電，橋臂兩端電壓uab=0。

（5）模態(tài)5[t∈(t3，t6)]：此階段下電流路徑如圖3(e)所示，開關(guān)管S3導(dǎo)通，S1、S2關(guān)斷，電感釋放能量給電容C1充電，C2放電，橋臂電壓uab=-Udc/2，電感承受電壓us+Udc/2，當電源電壓的絕對值小于Udc/2時，電感充電，大于Udc/2時，電感放電。

圖3 對稱無橋三電平PFC電路工作模態(tài)

（6）模態(tài)6[t∈(t4，t5)]：如圖3(f)所示，橋臂電壓uab=-Udc，開關(guān)均關(guān)斷，電感L的電流經(jīng)二極管D1和D4續(xù)流，兩電容充電。電感承受電壓us+Udc。

6種工作模態(tài)下關(guān)鍵波形見圖4。

圖4 6種工作模態(tài)下關(guān)鍵波形

2 單相三電平調(diào)制方法

本設(shè)計所提新型無橋三電平功率因數(shù)校正電路采用載波同相層疊PWM方法實現(xiàn)開關(guān)脈沖分配。如圖5(a)所示，四個高頻同相位三角載波v1～v4依次層疊與工頻下幅值為A的正弦調(diào)制波uref比較，定義調(diào)制波大于載波輸出高電平，調(diào)制波小于載波輸出低電平。根據(jù)比較的大小關(guān)系產(chǎn)生圖5(b)中的四路原始PWM脈沖波形定義為u1～u4。得到的原始脈沖信號按照邏輯組合輸出對應(yīng)開關(guān)的脈沖信號，如圖5(c)所示，其中，高電平代表導(dǎo)通，低電平代表關(guān)斷，驅(qū)動開關(guān)按照表1中分析狀態(tài)工作，輸出圖5(d)中目標波形。調(diào)制波幅值和載波幅值確定調(diào)制比M，控制電壓按照調(diào)制波同相的三電平輸出。設(shè)定調(diào)制策略中調(diào)制比M為0.9，三角載波幅值A(chǔ)c為0.5，根據(jù)

圖5 PWM調(diào)制技術(shù)

調(diào)制波uref幅值A(chǔ)為0.9。

圖中各開關(guān)信號與4路原始PWM脈沖波形的邏輯關(guān)系如下：

3 控制系統(tǒng)設(shè)計

圖6為完整的控制框圖，整個系統(tǒng)分為兩個部分，外環(huán)控制采用比例積分電壓控制器來保持直流鏈路電壓Udc的恒定；鎖相環(huán)電路產(chǎn)生一個與電源電壓同相位的單位正弦波，參考電流i*由電壓控制器和鎖相環(huán)電路導(dǎo)出，將電路采集的實際電流is與參考電流i*比較，同樣采用比例積分電流控制來跟蹤參考電流實現(xiàn)良好的功率因數(shù)校正。為平衡中性點電壓，將兩電容器之間的電壓變化添加到參考電壓的輸出命令中，根據(jù)測得的誤差、電源電壓和電源電流調(diào)整參考電壓，控制開關(guān)的導(dǎo)通時間，從而達到調(diào)整電容充放電的目的。

圖6 控制系統(tǒng)框圖

4 特性分析

4.1 器件選型

PFC電路電感值及其最大電流根據(jù)指定的最大電感電流紋波來確定，選取最大電感電流紋波為5%，電感的最小取值為：

式中，Udc為直流側(cè)輸出電壓，fsw為開關(guān)頻率，ΔIL為電感電流的最大紋波。

輸出電容用于滿足保持時間和低頻電壓紋波的要求，電容值越大，其儲能越強，動態(tài)情況下電壓紋波越小，電容的大小按照以下公式選擇：

選取輸出電壓紋波為10 V，輸出電壓為400 V，功率為1 kW的條件下，代入得：Co≥7.958×10-4F。

4.2 損耗分析

通常Boost PFC電路的功率損耗主要由快速恢復(fù)二極管和開關(guān)管損耗組成，兩者的損耗主要包含開通損耗Pon、導(dǎo)通損耗Pcon和關(guān)斷損耗Poff三部分。將二極管正向?qū)ㄟ^程的電流電壓理想化，二極管在開關(guān)周期內(nèi)導(dǎo)通損耗Pcon可以表示為

式中，UF為二極管正向?qū)▔航?，IF為二極管通態(tài)電流，D為二極管導(dǎo)通占空比，D=ton/Tsw。

一個工頻周期內(nèi)，二極管導(dǎo)通占空比D隨時間變化，用Dn表示第n個開關(guān)周期下二極管導(dǎo)通占空比，N=fs/fsw，可得二極管電流的平均值ID(AV)：

式中，Umn為電網(wǎng)電壓的瞬時值，則二極管導(dǎo)通損耗表示為：

二極管開關(guān)損耗可表示為

式中，Vfp為二極管正向?qū)ǖ碾妷悍逯?，Ifp為二極管正向峰值電流，tfp為二極管正向?qū)〞r電壓恢復(fù)的時間；Vrp為反向峰值電壓，Irp為反向峰值電流，tb為反向電流下降的時間。

開關(guān)管導(dǎo)通時，相當于一個通態(tài)電阻rds，因此，開關(guān)的導(dǎo)通損耗為：

單位時間內(nèi)，開關(guān)頻率為fsw的開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷各fsw次，產(chǎn)生的開關(guān)管損耗為

式中，Esw(on)和Esw(off)分別表示開關(guān)管開通關(guān)斷一次所消耗的能量。

5 試驗

為驗證設(shè)計的新型無橋PFC電路理論分析的可行性和正確性，采用matlab/simulink搭建了功率為1 kW仿真模型，對整流器的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)試驗結(jié)果進行分析，各參數(shù)設(shè)置如表1所示。

表1 試驗參數(shù)

圖7給出了仿真條件下對稱電路開關(guān)管S1～S3的脈沖分配波形圖。在一個工頻周期內(nèi)，開關(guān)S2和S3以開關(guān)頻率分別工作于正半周期和負半周期，開關(guān)S1在0和±Udc/2模態(tài)下切換開關(guān)狀態(tài)，與圖8所述開關(guān)脈沖分配完全一致。

圖7 開關(guān)管脈沖分配

圖8為電路穩(wěn)態(tài)運行時相關(guān)波形，由輸入電壓us及輸入電流is的波形，可得該電路實現(xiàn)了功率因數(shù)校正，輸入電壓與輸入電流始終保持同相位，PF值幾乎為1。輸入電流為平滑的正弦波，諧波含量為3.75%，波形質(zhì)量良好。輸出電壓Udc基本穩(wěn)定在400 V。由輸出電壓局部放大圖可知，電壓紋波為8 V左右，紋波系數(shù)為2%，證明電容選型符合所設(shè)紋波要求。橋臂電壓uab按照電源電壓相位呈階梯波形輸出，符合三電平電路工作波形特點，與前文理論分析一致。

圖8 穩(wěn)態(tài)運行時波形

圖9為額定輸出電壓220 V，負載變化的條件下，傳統(tǒng)無橋PFC與新型無橋三電平PFC的效率變化曲線。由圖9可知，所設(shè)計的拓撲效率整體高于傳統(tǒng)無橋PFC電路，在輸出功率為0.4 kW時效率最高為97.5%。

圖9 橋臂電壓及兩電感電壓電流波形

6 結(jié)論

根據(jù)前級整流橋結(jié)構(gòu)的不同，提出了一類新型無橋三電平PFC電路。所設(shè)計的整流器通過解決全橋二極管整流器和MOSFET體二極管的反向恢復(fù)問題，降低整體功率損耗。此外，電路能夠輸出三個不同橋臂電壓等級，具備三電平拓撲的特點與優(yōu)勢，降低了功率損耗和電流諧波分量，它允許使用電壓應(yīng)力等級更小的功率器件，電路成本因此被降低。試驗結(jié)果表明，該電路在穩(wěn)態(tài)和動態(tài)條件下都能對外穩(wěn)定輸出，輸出效率最高為97.5%。