大電流下SiC MOSFET功率模塊的驅(qū)動器研究

溫傳新，朱金大，武迪，云陽，程遠(yuǎn)，杜博超

（1.國電南瑞科技股份有限公司，江蘇 南京 211106；2.哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001）

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，高耐壓、高效率、高結(jié)溫已成為電力電子器件技術(shù)的發(fā)展趨勢[1]。與傳統(tǒng)的IGBT相比，第三代寬禁帶半導(dǎo)體器件SiC MOSFET在高開關(guān)速度、高耐壓、低損耗等方面具有優(yōu)勢，已成為近年來新的研究熱點(diǎn)[2]。電動汽車要求電驅(qū)動系統(tǒng)具有高功率密度、高效率、高工作溫度以及高可靠性，SiC MOSFET在電驅(qū)動系統(tǒng)中的優(yōu)勢與潛力，為電動汽車小型化、輕量化的發(fā)展注入了新的動力[3-4]。

然而，SiC MOSFET的高頻、高速開關(guān)速度特性，使其對驅(qū)動回路與功率回路的寄生參數(shù)敏感度增大，在開關(guān)過程中更易產(chǎn)生電壓電流的過沖和振鈴，引發(fā)電磁干擾問題，也會導(dǎo)致橋臂串?dāng)_和驅(qū)動振蕩問題，嚴(yán)重威脅電驅(qū)動系統(tǒng)的安全[5-6]。文獻(xiàn)[7]設(shè)計(jì)了SiC MOSFET的驅(qū)動電路，通過在器件柵極和源極兩端并聯(lián)電容，減慢開關(guān)速度，在犧牲效率的情況下，避免了橋臂串?dāng)_引起的驅(qū)動振蕩問題。但是該研究只是針對電流等級比較小的單管SiC MOSFET設(shè)計(jì)的驅(qū)動電路，而隨著電流等級的增加，橋臂串?dāng)_、驅(qū)動振蕩以及短路保護(hù)問題會變得嚴(yán)峻，有必要對大功率SiC功率模塊的可靠驅(qū)動進(jìn)行研究。文獻(xiàn)[8]設(shè)計(jì)了一種SiC MOSFET快速保護(hù)電路，利用分流器檢測法檢測短路電流，雖然可以實(shí)現(xiàn)快速保護(hù)，但是串聯(lián)的電阻會增加損耗。文獻(xiàn)[9]采用分立器件搭建了一種SiC MOSFET高溫驅(qū)動電路，高溫驅(qū)動下效果較好，但是分立器件增加成本的同時(shí)也增加了故障率。文獻(xiàn)[10]設(shè)計(jì)了一種柵極有源鉗位電路來抑制橋臂串?dāng)_問題，但是實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證使用的SiC MOSFET仍然為小功率的單管器件，對于在大功率SiC功率模塊中的實(shí)際應(yīng)用效果沒有進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

本文針對大電流SiC MOSFET功率模塊的驅(qū)動與保護(hù)問題，設(shè)計(jì)了一款驅(qū)動器。采用高可靠性、高抗擾性能的電源及驅(qū)動芯片設(shè)計(jì)驅(qū)動電路，增加共模電感提高驅(qū)動電路抗擾性能，設(shè)計(jì)短路保護(hù)電路實(shí)現(xiàn)對大電流短路故障的快速響應(yīng)。通過對SiC MOSFET驅(qū)動振蕩機(jī)理的分析，指出優(yōu)化驅(qū)動回路PCB走線布局，減小驅(qū)動回路寄生電感是抑制振蕩的有效途徑。利用Ansys Q3D Extractor軟件提取驅(qū)動回路寄生電感，進(jìn)而優(yōu)化驅(qū)動電路布局。最后，通過雙脈沖實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證驅(qū)動電路設(shè)計(jì)的合理性，通過短路保護(hù)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證短路保護(hù)的快速性和可靠性。

1 驅(qū)動及保護(hù)電路設(shè)計(jì)

SiC器件的高頻和高開關(guān)速度特性會帶來一些特殊問題。例如，高開關(guān)速度引起的高dv/dt和di/dt會產(chǎn)生較大干擾，這些干擾很容易串入驅(qū)動回路，使驅(qū)動信號受到干擾。因此SiC MOSFET驅(qū)動電路設(shè)計(jì)的著力點(diǎn)在于增強(qiáng)可靠性和抗干擾能力。

1.1 電源電路設(shè)計(jì)

為了保證功率器件可靠關(guān)斷，抑制橋臂串?dāng)_引起的誤開通問題，SiC MOSFET需要采用負(fù)壓關(guān)斷。采用高可靠性隔離電源模塊MGJ2D121505SC將+12 V的輸入電壓轉(zhuǎn)換為+15 V和-5 V。MGJ2系列DC-DC轉(zhuǎn)換器具有很高的隔離度和抗干擾性能，超低的耦合電容可以抑制干擾的影響。MGJ2D121505SC電源轉(zhuǎn)換電路如圖1所示，為了進(jìn)一步提高抗干擾能力，在電源的輸入端加入共模濾波電感。

圖1 +12 V轉(zhuǎn)換為+15 V和-5 V電路Fig.1 Conversion circuit for+12 V to+15 V and-5 V

驅(qū)動電路的關(guān)斷負(fù)壓采用-4 V，本文采用線性穩(wěn)壓器LT3015EDD將-5 V轉(zhuǎn)換為-4 V，該穩(wěn)壓器具有瞬態(tài)響應(yīng)速度快、噪聲低等特點(diǎn)。LT3015EDD電源轉(zhuǎn)換電路如圖2所示，電路輸出電壓范圍為-1.22 ～-29.3 V可調(diào)，輸出電壓Vout由R6HT，R7HT，R8HT三個(gè)外部電阻決定，計(jì)算公式如下：

圖2 -5 V轉(zhuǎn)換-4 V電路Fig.2 Conversion circuit for-5 V to-4 V

1.2 驅(qū)動放大電路設(shè)計(jì)

控制器輸出的PWM控制信號需要經(jīng)過驅(qū)動電路進(jìn)行功率放大，產(chǎn)生驅(qū)動信號作用于MOSFET柵極。除了驅(qū)動開關(guān)管正常開關(guān)以外，驅(qū)動電路還需要具有電氣隔離、短路保護(hù)、有源米勒鉗位、欠壓保護(hù)等功能。

SiC MOSFET的高開關(guān)速度和高開關(guān)頻率對驅(qū)動電路的峰值驅(qū)動電流和驅(qū)動穩(wěn)定性提出更高的要求。本設(shè)計(jì)選用TI公司單通道電流隔離式柵極驅(qū)動芯片UCC21750，該芯片具有高達(dá)±10 A的峰值源電流和灌電流，可使開關(guān)器件快速跨越米勒平臺，提高驅(qū)動速度。UCC21750還具有短路檢測、有源米勒鉗位以及欠壓保護(hù)等功能。采用UCC21750芯片設(shè)計(jì)的驅(qū)動電路如圖3所示。

圖3 驅(qū)動放大電路Fig.3 Drive amplifier circuit

1.3 短路保護(hù)電路設(shè)計(jì)

短路保護(hù)電路原理如圖4所示。UCC21750芯片的COM端與SiC MOSFET的源極相接，DESAT引腳相對于COM端具有典型的9 V閾值電壓。當(dāng)功率器件關(guān)閉時(shí)，UCC21750內(nèi)部MOSFET M1開通釋放DESAT引腳電壓。同時(shí)，DESAT引腳會被拉至COM端電壓（驅(qū)動負(fù)壓），防止過電流和短路故障被誤觸發(fā)，這意味著過電流和短路保護(hù)功能在功率器件處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)不起作用。線，確定在最大短路保護(hù)電流下的Vds值，此值即為式（3）中的VDS_Trip，利用式（3）可以對二極管VF和穩(wěn)壓管VZ進(jìn)行選型設(shè)計(jì)，通過預(yù)估器件正常工作時(shí)的溫度范圍，確定穩(wěn)壓二極管VZ電壓和二極管VF導(dǎo)通壓降，最終設(shè)計(jì)的短路保護(hù)電路如圖5所示。

圖4 短路保護(hù)電路原理圖Fig.4 Schematic diagram of short-circuit protection circuit

圖5 短路保護(hù)電路Fig.5 Short-circuit protection circuit

當(dāng)SiC MOSFET處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，UCC21750內(nèi)部MOSFET M1關(guān)閉，內(nèi)部電流源為消隱電容CBLK充電，并且二極管VF和穩(wěn)壓管VZ導(dǎo)通。在正常工作期間，電容器CBLK電壓被鉗位，鉗位電壓為SiC MOSFET正向?qū)妷?、二極管、穩(wěn)壓管、限流電阻RDESAT的壓降之和。正常工作時(shí)，SiC MOSFET正向?qū)妷汉蚏DESAT上的壓降較小，可以忽略。當(dāng)發(fā)生短路故障時(shí)，電容CBLK電壓會快速充電至VDESAT閾值電壓，從而觸發(fā)UCC21750芯片內(nèi)部短路保護(hù)功能，本設(shè)計(jì)中VDESAT=9 V。在短路保護(hù)過程中，電容CBLK的充電時(shí)間稱為消隱時(shí)間，根據(jù)圖4可以得到電容充電公式如下：

式中：500μA為芯片內(nèi)部電流源電流；VC0為短路故障發(fā)生時(shí)CBLK電容充電的初始電壓；VF為二極管壓降；VZ為穩(wěn)壓管壓降；RP為外接的上拉電阻，2.2 kΩ。

RP連接+15 V電源，目的是增加消隱電容的充電電流。

圖4短路保護(hù)電路的二極管的選型計(jì)算可根據(jù)下式：

首先參考SiC器件數(shù)據(jù)手冊，確定短路保護(hù)的最大電流，之后查閱SiC器件手冊中的輸出特性曲

1.4 有源米勒鉗位

在半橋電路的開通過程中一直存在上下橋臂串?dāng)_問題，對于高開關(guān)速度的SiC MOSFET來說，串?dāng)_問題更為嚴(yán)重。同一橋臂的兩個(gè)開關(guān)管，當(dāng)一個(gè)器件處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，體二極管會在死區(qū)中傳導(dǎo)電流，漏極-源極電壓保持不變。此時(shí)當(dāng)另一個(gè)器件導(dǎo)通瞬間，將會產(chǎn)生較大的dv/dt加在處于關(guān)斷狀態(tài)器件的漏源極兩端，通過關(guān)斷器件的米勒電容Cgd耦合到驅(qū)動回路，產(chǎn)生流經(jīng)Cgd的米勒電流Idg，該電流計(jì)算如下：

電流Idg通過柵極電阻和柵源極寄生電容Cgs分流，在柵源極間引起串?dāng)_電壓，當(dāng)串?dāng)_電壓高于功率器件開通的閾值電壓Vth時(shí)，器件誤開通，導(dǎo)致橋臂直通損壞器件。UCC21750的有源米勒鉗位功能能有效避免由于橋臂串?dāng)_引起的器件誤開通問題。

圖6所示為有源米勒鉗位的原理圖，在SiC MOSFET關(guān)斷時(shí)，當(dāng)耦合到柵極的串?dāng)_電壓大于VCLMPHT后，UCC21750內(nèi)部的 MOSFET M2導(dǎo)通，將功率器件的柵極引腳電位拉至VEE引腳電平（驅(qū)動負(fù)壓），為柵極驅(qū)動端的橋臂串?dāng)_電壓創(chuàng)建一條低阻抗路徑，VCLMPHT比VEE引腳的電壓高2 V，確保在功率器件誤導(dǎo)通之前M2動作，釋放柵極驅(qū)動端電壓。

圖6 有源米勒鉗位原理圖Fig.6 Schematic diagram of active Miller clamp

1.5 SiC MOFET結(jié)溫檢測

SiC MOSFET模塊內(nèi)部靠近管芯位置集成溫度檢測電阻器，該檢測電阻與SiC模塊芯片結(jié)溫呈一定數(shù)值關(guān)系。SiC MOSFET結(jié)溫檢測電路如圖7所示，UCC21750內(nèi)部集成有一個(gè)200 μA電流源，SiC MOSFET功率模塊的溫度輸出引腳連接到UCC21750芯片的檢測引腳AIN，SiC功率模塊內(nèi)部的溫度檢測電阻在電流源的作用下產(chǎn)生壓降，UCC21750芯片將檢測到的電壓信號轉(zhuǎn)化為PWM信號，通過APWM引腳輸出給控制器，控制器根據(jù)下式計(jì)算出溫度采集電阻兩端的電壓值，進(jìn)而通過電阻與溫度的數(shù)值關(guān)系得到芯片工作結(jié)溫。DAPWM=-20×VAIN+100 （5）

圖7 SiC MOSFET結(jié)溫檢測電路Fig.7 Junction temperature detection circuit of SiC MOSFET

2 驅(qū)動回路優(yōu)化設(shè)計(jì)

2.1 SiC MOSFET驅(qū)動振蕩機(jī)理分析

以SiC MOSFET半橋功率模塊雙脈沖實(shí)驗(yàn)電路為例，其簡化雙脈沖電路模型如圖8所示。上管柵極驅(qū)動端接負(fù)壓，等效為一個(gè)二極管，下管施加雙脈沖驅(qū)動信號。圖中，LESL為直流母線電容Cbulk的等效串聯(lián)電感；Lloop為母線回路寄生電感；CJ為二極管D的結(jié)電容和負(fù)載電感Lload的等效并聯(lián)電容之和；Cgs，Cgd，Cds分別為開關(guān)管M的柵源、柵漏、漏源極寄生電容；Ld，Ls分別為下管的漏極與源極寄生電感。在直流電源UDC為母線電容Cbulk充電結(jié)束后，接觸器K1將直流電源從電路中切掉，利用母線電容Cbulk中存儲的電壓向后級放電，完成實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)束后K2和Rload為母線電容放電。

圖8 雙脈沖電路簡化模型Fig.8 Simplified model of double pulse circuit

柵極寄生電感Lg與柵極驅(qū)動電阻Rg以及SiC MOSFET的輸入電容Ciss（Ciss=Cgs+Cgd）構(gòu)成RLC諧振網(wǎng)絡(luò)，在SiC MOSFET工作時(shí)該諧振網(wǎng)絡(luò)將引起柵極-源極電壓Vgs波形的過沖和振蕩，嚴(yán)重時(shí)驅(qū)動電壓有可能超過柵極耐受值，造成柵極氧化層損壞。該諧振網(wǎng)絡(luò)的系統(tǒng)阻尼率ξ計(jì)算如下：

根據(jù)式（6），通過增大柵極驅(qū)動電阻來增大ξ，可有效緩解回路振蕩，但會降低開關(guān)速度，增大損耗，無法發(fā)揮SiC MOSFET高速、高效率的優(yōu)勢，因此有效的途徑是：通過優(yōu)化驅(qū)動回路寄生電感，減小Lg來抑制驅(qū)動振蕩。

此外，在SiC MOSFET關(guān)斷時(shí)，高di/dt和逆變器功率回路中所有的寄生電感Lstray（Lstray=LESL+Lloop+Ld+Ls）作用導(dǎo)致開關(guān)管漏-源極兩端的Vds電壓產(chǎn)生過沖，電壓過沖值計(jì)算如下式：

漏-源極寄生電容Cds、結(jié)電容CJ及功率回路寄生電感Lstray產(chǎn)生串聯(lián)諧振，使得Vds波形過沖之后出現(xiàn)明顯振蕩，并且該Vds電壓振蕩會通過米勒電容耦合到柵極回路，導(dǎo)致驅(qū)動波形產(chǎn)生明顯振蕩。可以通過前文的有源米勒鉗位方法抑制漏-源極兩端的Vds電壓振蕩，減小Vds電壓振蕩對驅(qū)動回路的影響，從而間接抑制這種驅(qū)動振蕩。

2.2 驅(qū)動回路雜散電感優(yōu)化設(shè)計(jì)

根據(jù)以上分析，驅(qū)動回路寄生電感對驅(qū)動波形振蕩有較大影響，在實(shí)際電路設(shè)計(jì)時(shí)，驅(qū)動電路與功率器件之間的走線距離應(yīng)盡可能短，構(gòu)成的柵極回路面積應(yīng)盡可能小。驅(qū)動回路的寄生電感主要由驅(qū)動電路的PCB線路布局決定，將繪制好的驅(qū)動電路PCB導(dǎo)入到Ansys Slwave中，選擇驅(qū)動回路相應(yīng)的網(wǎng)絡(luò)后導(dǎo)入Ansys Q3D Extractor軟件進(jìn)行寄生電感提取，導(dǎo)入Q3D Extractor后的寄生電感提取界面如圖9所示。

圖9 驅(qū)動回路寄生電感提取Fig.9 Extraction of parasitic inductance for the drive circuit

根據(jù)實(shí)際電流情況對導(dǎo)入Q3D Extractor后的模型分別添加Source源與Sink源，設(shè)置相應(yīng)的仿真參數(shù)并運(yùn)行仿真，得到如圖10所示的雜散電感提取矩陣。圖中，主對角線上的數(shù)據(jù)為自感，非主對角線上的數(shù)據(jù)為互感，互感的正負(fù)與電流方向相關(guān)，根據(jù)下式可計(jì)算出開通和關(guān)斷回路的雜散電感：

圖10 驅(qū)動回路雜散電感提取結(jié)果Fig.10 Extraction results of stray inductance for the drive circuit

式中：Lij為圖10矩陣的第i行、第j列數(shù)據(jù)。

以得到的驅(qū)動回路寄生電感值為參考，優(yōu)化驅(qū)動回路PCB走線設(shè)計(jì)，使得最終PCB線路布局的開通與關(guān)斷回路雜散電感分別降低到6.50 nH和5.09 nH。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所設(shè)計(jì)的驅(qū)動電路性能，搭建了雙脈沖實(shí)驗(yàn)平臺，采用Cree公司1 200 V/400 A的半橋SiC MOSFET功率模塊CAB400M12XM3[11]為實(shí)驗(yàn)對象，該模塊內(nèi)部無反并聯(lián)二極管，同時(shí)采用新型封裝結(jié)構(gòu)，使得體積得到顯著降低，適用于高功率密度要求的電動汽車領(lǐng)域。

搭建的雙脈沖實(shí)驗(yàn)平臺如圖11所示，為降低功率回路PCB走線帶來的寄生電感，實(shí)驗(yàn)用的評估板參考Cree官方推薦方案進(jìn)行設(shè)計(jì)。雙脈沖測試評估板如圖12所示，評估板中電流測量采用高精度低阻值電流檢測電阻（current viewing resistor，CVR）W-2-0025-4FC，通過BNC電纜連接示波器；支撐電容采用4個(gè)40 μF的薄膜電容并聯(lián)，實(shí)驗(yàn)控制及測量設(shè)備參數(shù)如表1所示，雙脈沖實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：直流母線電壓Vbus=0～540 V，支撐電容Cin=160 μF，負(fù)載電感Lload=24 μH，SiC 模塊驅(qū)動電壓Vgs=-4/+15 V。

圖11 雙脈沖實(shí)驗(yàn)測試平臺Fig.11 Double pulse experimental test platform

圖12 雙脈沖實(shí)驗(yàn)評估板Fig.12 Evaluation board for double pulse experiment

表1 實(shí)驗(yàn)用主控板及測量設(shè)備Tab.1 Main control board and measuring equipments

本文所設(shè)計(jì)的SiC MOSFET驅(qū)動電路應(yīng)用于純電動汽車SiC逆變器，該逆變器的母線電壓為540 V，所以本文所進(jìn)行的雙脈沖實(shí)驗(yàn)，直流母線電壓為0～540 V可調(diào)。在驅(qū)動電阻Rgon=Rgoff=1 Ω和Rgon=Rgoff=2 Ω時(shí)，雙脈沖實(shí)驗(yàn)波形分別如圖13a和圖13b所示，第2個(gè)脈沖的開通關(guān)斷過程放大分別如圖14和圖15所示。由于利用該功率模塊設(shè)計(jì)的SiC逆變器實(shí)際工作電流不超過400 A，所以通過計(jì)算使得雙脈沖結(jié)束后，Id電流達(dá)到400 A，計(jì)算得到第1個(gè)和第2個(gè)高電平脈沖的持續(xù)時(shí)間分別為13 μs和5 μs，兩個(gè)高電平脈沖中間的低電平持續(xù)時(shí)間為8 μs，中間低電平時(shí)間要保證SiC MOSFET能夠完全關(guān)斷。

圖13 雙脈沖測試波形Fig.13 Double pulse test waveforms

圖14 Rgon=Rgoff=1 Ω時(shí)康關(guān)波形放大圖Fig.14 Switch waveforms when Rgon=Rgoff=1 Ω

圖15 Rgon=Rgoff=2 Ω時(shí)康關(guān)波形圖Fig.15 Switch waveforms when Rgon=Rgoff=2 Ω

從圖13～圖15中可以得出，本文所設(shè)計(jì)的驅(qū)動電路應(yīng)用在高功率SiC MOSFET模塊驅(qū)動中，驅(qū)動電路輸出驅(qū)動波形穩(wěn)定，開關(guān)振蕩小，抗橋臂串?dāng)_能力強(qiáng)，可以有效避免誤開通問題。隨著驅(qū)動電阻的增加，Vds和Id波形尖峰變小，但是開關(guān)速度變慢，Rgon=Rgoff=1 Ω和Rgon=Rgoff=2 Ω時(shí)的開關(guān)時(shí)間分別為：Ton=83 ns，Toff=50 ns；Ton=143 ns，Toff=72 ns。

在雙脈沖實(shí)驗(yàn)平臺的基礎(chǔ)上進(jìn)行短路實(shí)驗(yàn)，去掉圖8中的負(fù)載電感Lload，通過調(diào)整圖4電路中二極管的參數(shù)，設(shè)置電流保護(hù)閾值為800 A?？刂芐iC模塊上管一直處于開通狀態(tài)，控制驅(qū)動器給模塊下管3 μs的高電平脈沖，使得直流母線通過模塊上、下管直通短路，得到短路保護(hù)波形如圖16所示。圖16中，Vdsp為控制器輸出的3 μs的控制信號，Vdsp和驅(qū)動器輸出電壓Vgs之間存在80 ns的延時(shí)時(shí)間。在驅(qū)動電壓Vgs控制橋臂下管開通時(shí)，橋臂發(fā)生短路，短路電流迅速增長，前文已提到測量電流的同軸分流器采樣電阻為0.002 526 Ω，所以圖16中所示的電流測試通道1 V/格代表1/0.002 526=400 A/格。

圖16 短路保護(hù)波形圖Fig.16 Waveforms of short-circuit protection

當(dāng)短路電流達(dá)到800 A時(shí)，驅(qū)動器檢測到短路故障發(fā)生，經(jīng)過t1=80 ns的延時(shí)，驅(qū)動器開始保護(hù)動作，對應(yīng)于圖16中驅(qū)動波形Vgs開始下降，這段延時(shí)時(shí)間t1對應(yīng)圖4中電容CBLK充電的消隱時(shí)間，在這段時(shí)間內(nèi)電流Id一直在增加，在t1延時(shí)時(shí)間結(jié)束后，電流Id增加到900 A。在t2時(shí)間內(nèi)，驅(qū)動芯片內(nèi)部對故障進(jìn)行邏輯處理，使得驅(qū)動電壓Vgs經(jīng)過軟關(guān)斷緩慢下降，減小電流瞬間關(guān)斷引起的電壓尖峰。在t2時(shí)間結(jié)束時(shí)，短路電流Id達(dá)到最大值1 240 A，之后在t3時(shí)間段內(nèi)短路電流開始下降，并最終降為0，驅(qū)動電壓Vgs降為驅(qū)動負(fù)壓，驅(qū)動輸出被封鎖。從檢測到短路故障至最終Id降為0，封鎖驅(qū)動輸出，共用時(shí)1.640 μs，驅(qū)動器實(shí)現(xiàn)快速短路保護(hù)。

4 結(jié)論

本文對SiC MOSFET高可靠性驅(qū)動電路進(jìn)行了設(shè)計(jì)，對驅(qū)動回路的寄生電感進(jìn)行了提取，并優(yōu)化了驅(qū)動回路PCB布局，使得驅(qū)動波形振蕩得到有效抑制，提高了驅(qū)動電路的抗擾能力。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，得到結(jié)論如下：

1）所設(shè)計(jì)驅(qū)動器的短路保護(hù)功能，當(dāng)短路保護(hù)電流閾值設(shè)定為800 A時(shí)候，可以在1.640 μs內(nèi)實(shí)現(xiàn)快速短路保護(hù)。

2）通過采用高可靠性驅(qū)動芯片，增加共模濾波電感，優(yōu)化驅(qū)動回路的走線布局，使得所設(shè)計(jì)的驅(qū)動電路具有較高抗干擾性和可靠性，適用于大功率SiC MOSFET模塊的驅(qū)動場合。