一種零輸入電流紋波高增益非隔離DC/DC變換器

劉文琪，丁穩(wěn)房

（湖北工業(yè)大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，湖北 武漢 430068）

近年來，隨著化石能源的急劇減少以及全球環(huán)境污染的加劇，人們開始將目光聚焦至太陽能、燃料電池等綠色清潔能源的應(yīng)用中[1]。在光伏發(fā)電系統(tǒng)或者燃料電池電動(dòng)汽車控制系統(tǒng)中，直流總線電壓一般為380～400 V，而這兩種微源的輸出電壓為20～40 V，因此往往在其輸出端會(huì)接入一級(jí)具備高升壓比功能的直流變換器[2-3]。與此同時(shí)，變換器的輸入電流紋波對(duì)這兩種微源的輸出電壓、輸出功率等性能以及可維持的生命周期有較大影響。因此，在實(shí)現(xiàn)變換器高電壓增益的同時(shí)，如何進(jìn)一步減小其輸入電流紋波也是一個(gè)重要的研究熱點(diǎn)[4]。

傳統(tǒng)Boost變換器由于器件自身寄生參數(shù)的影響，當(dāng)占空比超過一定值后，電壓增益會(huì)隨著占空比的增加而降低，并且此時(shí)的損耗也會(huì)急劇增加，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度變慢[5]。之前的研究中已經(jīng)提出了許多改進(jìn)型的升壓DC/DC變換器拓?fù)?，如三電平升壓、二次型升壓及交錯(cuò)并聯(lián)升壓型升壓拓?fù)涞?。為了提升變換器的性能，文獻(xiàn)[6-8]引進(jìn)開關(guān)電容/電感、級(jí)聯(lián)等升壓技術(shù)來提升變換器的電壓增益。盡管在一定程度上對(duì)其電壓增益有所改進(jìn)，但是由于需要較多的器件數(shù)量、拓?fù)涞膹?fù)雜性、較高的電流應(yīng)力和低效率等缺點(diǎn)，因此依舊不適用于對(duì)電壓增益要求非常高的應(yīng)用場(chǎng)合。文獻(xiàn)[9]利用電壓倍增單元和耦合電感技術(shù)，以更簡單的方式和較低的成本來提升變換器的電壓增益。但是其輸入端為耦合電感，輸入電流紋波較高是該變換器存在的主要缺點(diǎn)，不利于實(shí)現(xiàn)光伏發(fā)電系統(tǒng)中的最大功率點(diǎn)追蹤（maximum power point tracking，MPPT）控制太陽能控制器；文獻(xiàn)[10-11]提出的變換器在理論上雖然實(shí)現(xiàn)了零輸入電流紋波特性，但是其電壓增益較低，需要在占空比取值較大時(shí)才能獲得較高的電壓增益。

為了降低輸入端為耦合電感的這類變換器輸入電流紋波以及提高電壓增益，本文引入了無源紋波注入電路，將紋波電流注入至變換器的輸入側(cè)，以此來消除輸入電流紋波，從而提出了一種新型的零輸入電流紋波高增益DC/DC變換器。若不考慮漏感等寄生參數(shù)的影響，所提變換器在理論上能夠?qū)崿F(xiàn)輸入電流紋波為零，該特性能夠提升燃料電池的輸出性能以及延長使用時(shí)間。并且當(dāng)變換器的占空比發(fā)生改變時(shí)，其依舊能夠維持輸入電流紋波為零。文中討論了變換器在連續(xù)模式下的工作原理和穩(wěn)態(tài)特性，給出了相關(guān)參數(shù)的設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)，最后分析了利用實(shí)驗(yàn)樣機(jī)測(cè)出來的實(shí)驗(yàn)波形，其結(jié)果證明了理論分析的正確性。

1 所提拓?fù)浼捌涔ぷ髟?/h2>

1.1 變換器拓?fù)?/h3>

圖1a為本文所提的零輸入電流紋波高增益非隔離型DC/DC變換器。該變換器結(jié)構(gòu)可以看成由隔離型Sepic變換器、耦合電感型高增益DC/DC變換器以及無源紋波注入電路組合而成。其等效電路如圖1b所示，包含1個(gè)開關(guān)管Q，2個(gè)耦合電感T1，T2，2個(gè)獨(dú)立電感L1，L2，4個(gè)二極管以及7個(gè)電容。另外，圖1b所示的Lm1，Lm2為勵(lì)磁電感，而Lk1，Lk2則分別為2個(gè)耦合電感等效至原邊繞組的漏感，匝比分別為N1=n2/n1，N2=n4/n3。

圖1 所提變換器拓?fù)浼捌涞刃щ娐稦ig.1 The proposed converter topology and its equivalent circuit

假設(shè)所提變換器工作在電感電流連續(xù)導(dǎo)通模式，為了方便分析所提變換器的工作原理，做如下假設(shè)：開關(guān)管和二極管是理想的半導(dǎo)體器件；電路中7個(gè)電容的容量都足夠大。因此，電容電壓在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)不變。

1.2 工作原理

圖2顯示了變換器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)典型器件的電流、電壓波形，根據(jù)波形圖可知其在一個(gè)周期內(nèi)有5種不同的工作狀態(tài)，如圖3所示。

圖2 變換器的工作波形Fig.2 Converter′s working waveforms

圖3 各個(gè)模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuit of each mode

模態(tài)Ⅰ[t0—t1]：如圖3a所示，此過程中流過電感L1的電流在輸入電壓Ui的作用下線性上升，漏感Lk1與電感 L2釋放能量經(jīng)過回路Ui—L2—C3—n1給電容C3充電，此時(shí)電容C4也處于充電狀態(tài)。當(dāng)耦合電感T2的漏感電流iLk2與勵(lì)磁電流相等，即流過二極管D0，D2的電流變?yōu)榱銜r(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)Ⅱ[t1—t3]：如圖3b和圖3c所示，這個(gè)狀態(tài)中，電感L1繼續(xù)維持在儲(chǔ)能模式，電感L2在t1—t2期間釋放能量，在t2—t3期間儲(chǔ)存能量。與此同時(shí)，電容C5放電給耦合電感T2的一次側(cè)繞組提供能量，勵(lì)磁電流iLm2與漏感電流iLk2均線性上升。得到iL1和iL2的表達(dá)式為

式中：iL1(t)為電感L1在t時(shí)刻的流過的電流值，以下的變量可據(jù)此來推斷。

因此要保證變換器的輸入電流紋波為零，則iL（1t）與iL（2t）的斜率大小應(yīng)該保持相等，滿足如下表達(dá)式：

模態(tài)Ⅲ[t3—t4]：如圖3d所示，由于耦合電感二次側(cè)漏感的存在，二極管D1繼續(xù)保持導(dǎo)通。另外，在開關(guān)管Q關(guān)斷的瞬間，漏感Lk2的能量通過鉗位二極管Dc釋放至電容Cc中，避免了與開關(guān)管漏、源極間的寄生電容所發(fā)生的諧振過程，有效減小了開關(guān)管的電壓尖峰。當(dāng)電流iD1變?yōu)榱銜r(shí)，此狀態(tài)結(jié)束。

模態(tài)Ⅳ [t4—t5]：如圖3e所示，二極管D0，D2，Dc導(dǎo)通，開關(guān)管Q及二極管D1關(guān)斷。在t4時(shí)刻，漏感電流iLk2下降至與勵(lì)磁電流iLm2的值相等，此后勵(lì)磁電感Lm2釋放能量，通過輸出二極管D0給輸出電阻負(fù)載Ro提供能量?？梢郧蟮迷撃B(tài)中電流iL1和iL2的表達(dá)式如下：

同理，此時(shí)要滿足電流紋波為零，其斜率大小也應(yīng)保持相等，有：

模態(tài)Ⅴ [t5—t7]：如圖3f和圖3g所示，在此模態(tài)中，電感L1釋放能量，通過回路Ui—L1—n3—C1—n4—D0給輸出端提供能量，電容C3和C4在該模態(tài)中先處于放電狀態(tài)，后處于充電狀態(tài)。

2 穩(wěn)態(tài)特性分析

2.1 電壓增益特性

為了方便分析所提變換器在穩(wěn)態(tài)時(shí)的性能，不必考慮漏感所帶來的影響，即不考慮開關(guān)模態(tài)Ⅰ和Ⅲ這兩個(gè)時(shí)間較短的模態(tài)。

由于電容兩端的電壓為恒定值，根據(jù)電感的伏秒平衡原理，可以求得電容C3，C4，C5兩端電壓相等，滿足下式：

在開關(guān)模態(tài)Ⅱ中，開關(guān)管Q處于開通狀態(tài)，勵(lì)磁電感Lm2兩端電壓為

在開關(guān)模態(tài)Ⅳ中，開關(guān)管Q處于關(guān)斷狀態(tài)狀態(tài)，求得此時(shí)勵(lì)磁電感Lm2兩端電壓的表達(dá)式為

式中：Uo為輸出電壓。

聯(lián)立式（1）～式（6），變換器的電壓增益M為

當(dāng)耦合電感匝比為固定值時(shí)，根據(jù)式（13）可知變換器電壓增益僅與占空比相關(guān)。因此，假設(shè)N2=2，不同變換器之間的電壓增益對(duì)比曲線如圖4所示。可以得到，在占空比D相同的情況下，本文所提變換器對(duì)應(yīng)的電壓增益較大，并且在同時(shí)具備零輸入電流紋波功能的條件下，文獻(xiàn)[12-14]提出的變換器電壓增益較低。

圖4 不同變換器之間的電壓增益對(duì)比Fig.4 Voltage gain comparison between different converters

2.2 電壓應(yīng)力

通過分析變換器的工作原理以及對(duì)電壓增益的計(jì)算，得到變換器中開關(guān)器件承受的電壓表達(dá)式如下：

1）開關(guān)管Q與二極管Dc承受的電壓應(yīng)力相等，表達(dá)式為

2）二極管D1，D2，D0承受的電壓應(yīng)力相等，表達(dá)式為

同樣的，圖5給出了當(dāng)匝比固定為2時(shí)，不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之間的開關(guān)管電壓應(yīng)力對(duì)比圖。圖中顯示的結(jié)果是本文提出的變換器具有更低的電壓應(yīng)力。因此在實(shí)物設(shè)計(jì)中可以選擇性能更加優(yōu)良的開關(guān)管，提高變換器的效率。

圖5 康關(guān)管電壓庫力對(duì)比Fig.5 Switch tube voltage stress comparison

2.3 零輸入電流紋波特性分析

不考慮模態(tài)Ⅰ和Ⅲ這兩個(gè)短暫的模態(tài)，因此只需要保證變換器在開關(guān)模態(tài)Ⅱ，Ⅳ，Ⅴ能夠?qū)崿F(xiàn)輸入電流零紋波特性即可。聯(lián)立式（2）、式（5）和式（7），求出變換器輸入電流紋波為零時(shí)要成立的方程如下所示：

進(jìn)一步，不考慮耦合電感的漏感，即Lk1=0。此時(shí)若將耦合電感T1的匝比設(shè)計(jì)為N1=1，再令L1與L2相等，即可實(shí)現(xiàn)輸入電流零紋波特性。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)

3.1 占空比與耦合電感匝比

參考式（13），得到匝比N2與占空比和電壓增益之間的關(guān)系式如下：

當(dāng)確定了輸入電壓、輸出電壓等設(shè)計(jì)指標(biāo)后，電壓增益M的值即可確定，此時(shí)選擇合適的占空比D的值來進(jìn)一步確定匝比的大小。

3.2 電感和電容設(shè)計(jì)

通常情況下要求流過電感的電流紋波不超過電流平均值的20%，電感量L與其電流紋波ΔIL之間的關(guān)系式為

設(shè)計(jì)電容時(shí)主要考慮其兩端承受的電壓應(yīng)力以及電壓紋波值，可根據(jù)下式來計(jì)算電容量：

式中：Po為輸出功率；ΔUc為電壓紋波。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析并證明該變換器性能的優(yōu)越性，在實(shí)驗(yàn)室設(shè)計(jì)了一款額定功率Po=500 W的原型樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。樣機(jī)的部分實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：輸入電壓Ui=30 V，輸出電壓Uo=380 V，開關(guān)頻率fs=50 kHz，耦合電感T1，T2的匝比分別為N1=1，N2=1.6。實(shí)驗(yàn)室里的測(cè)試樣機(jī)如圖6所示，變換器在Ro=500 Ω時(shí)的實(shí)驗(yàn)測(cè)試波形如圖7所示。

圖6 樣機(jī)實(shí)物圖Fig.6 Converter prototype

圖7 實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.7 Experimental waveforms

圖7a為變換器的驅(qū)動(dòng)波形、電感L1，L2的電流iL1，iL2波形以及流過電容C4的電流波形iC4。從圖中可以看出，變換器在占空比為0.63時(shí)實(shí)現(xiàn)了輸入電壓30 V至輸出電壓380 V的設(shè)計(jì)指標(biāo)，實(shí)驗(yàn)表明了所提變換器無需過大占空比即可獲得高電壓增益。

圖7b為變換器的輸入電流波形、輸入電流紋波波形以及耦合電感T2的一次、二次側(cè)電流波形?？梢钥闯觯儞Q器仍然存在一定的輸入電流紋波，其峰峰值大約為300 mA，這是由于實(shí)際電路中耦合電感漏感的存在所導(dǎo)致的，與前面的理論分析基本保持一致。

圖7c、圖7d為變換器開關(guān)管以及各個(gè)二極管兩端的電壓、電流波形。開關(guān)管Q與二極管Dc承受的電壓應(yīng)力分別為102 V，100 V，二極管D1，D2，D0承受的電壓應(yīng)力分別為162 V，160 V，166 V，符合式（14）、式（15）的電壓應(yīng)力表達(dá)式。

圖7e為變換器的輸入電壓、輸出電壓以及各個(gè)電容兩端的電壓波形?？梢钥闯鲭娙軨3，C4，C5兩端電壓均與輸入電壓相等，與式（7）的理論推導(dǎo)值相符。

變換器實(shí)際電壓增益與理論電壓增益曲線對(duì)比如圖8所示。從圖中可以看到，實(shí)際值與理論值會(huì)存在一定的差異，這是由于器件的壓降、耦合電感漏感等參數(shù)造成的誤差，在誤差允許范圍內(nèi)與理論計(jì)算基本保持一致。

圖8 電壓增益實(shí)際值與理論值對(duì)比圖Fig.8 Comparison chart of actual value and theoretical value of voltage gain

圖9顯示了輸出功率在100 W至500 W之間變化時(shí)的樣機(jī)效率測(cè)試曲線。樣機(jī)的整體效率在89%以上，最大效率出現(xiàn)在Po=350 W時(shí)，為92.57%。

圖9 效率曲線Fig.9 Efficiency curve

5 結(jié)論

本文提出了一種新型的零輸入電流紋波非隔離型高增益DC/DC變換器，仔細(xì)闡述了該變換器的工作原理，計(jì)算出其電壓增益和電壓應(yīng)力表達(dá)式，推導(dǎo)出變換器實(shí)現(xiàn)零輸入電流紋波特性的條件，利用實(shí)驗(yàn)室制作的原型樣機(jī)驗(yàn)證了理論的正確性。測(cè)試的實(shí)驗(yàn)波形顯示出該新型變換器具備以下優(yōu)點(diǎn)：

1）在較低占空比時(shí)即可獲得較高的電壓增益，并且可以通過耦合電感的匝比來提升電壓增益，大大增加了調(diào)控電壓增益的自由度。

2）開關(guān)管的電壓應(yīng)力隨著耦合電感匝比的增加而降低，并且遠(yuǎn)低于輸出電壓的值，因此可以選擇更小的RDS（ON）和更低的VDS開關(guān)管，有利于提高變換器效率和節(jié)約成本。

3）能夠?qū)崿F(xiàn)零輸入電流紋波，且實(shí)現(xiàn)該功能的條件不隨占空比的變化而變化，方便實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的設(shè)計(jì)。