基于新型光伏發(fā)電系統(tǒng)的子模塊電壓調制策略

陽鵬飛張程輝彭榮楚陳紹華

(湖南省水運建設投資集團有限公司土谷塘航電樞紐分公司,湖南省 衡陽市 421100)

0 引言

光伏并網系統(tǒng)一般采用基于二、三電平逆變器的兩級光伏并網系統(tǒng),通過串聯光伏組件改變逆變側輸出電壓,這種并網結構的缺點是:當光伏組件出現局部陰影時,光伏電池的最大功率點電壓無法穩(wěn)定控制,影響整個系統(tǒng)的輸出電壓,且單個逆變器的開關管承受電壓應力大、容量有限,無法適應高電壓、大功率光伏發(fā)電需求,若是并聯多個逆變器又易引發(fā)輸出電流不均衡問題[1-3]。兩級光伏逆變系統(tǒng)不僅需要增加DC/DC 電路穩(wěn)壓控制,還需添加LCL濾波器來減少系統(tǒng)輸出電壓的諧波含量和電磁干擾[4-8]。

模塊化多電平換流器器(modular multilevel converter,MMC)具有易級聯擴展的優(yōu)點,通過增減子模塊個數改變其輸出電壓和功率,可以滿足任意輸出電壓等級的要求,隨著子模塊個數增加,輸出電平越多,系統(tǒng)的輸出諧波含量越低,因此研究MMC在光伏發(fā)電系統(tǒng)的應用成為必要。文獻[9]指出光伏發(fā)電拓撲中,PV 組件并聯于MMC 總直流側,難以實現局部陰影條件下的最大功率點電壓跟蹤。文獻[10-11]將PV 組件通過DC/DC變換電路與MMC子模塊并聯,這種拓撲不僅繁瑣,而且增加了設備經濟成本,不利于現實生產。文獻[12]提出的新型光伏系統(tǒng)采用MMC子模塊與PV 組件直接并聯的方式,但是控制策略過于復雜,其控制精度無法保證。

為消除子模塊電壓受光伏電池局部陰影的干擾,達到子模塊電壓穩(wěn)定控制在光伏電池最大輸出點電壓處,本文設計一種獨立控制策略,將PM的電容電壓保持在光伏電池最大輸出功率的電壓值處。

1 新型光伏拓撲及原理

基于MMC 的新型光伏并網拓撲如圖1 所示[13-15]。其主電路總共分為三相,每相包含2個橋臂,每個橋臂由n個PM 子模塊串聯1個電感組成。PM 子模塊將光伏組件直接與子模塊的電容并聯,半橋型子模塊結構不具備直流故障清除能力,故本文對PM 模塊進行了細微改進。

圖1 MMC主電路及PM 模塊結構Fig.1 MMC main circuit and PM module structure

改進的PM 模塊結構具有如下優(yōu)勢:在子模塊端口并聯了1 個高速開關K1 和2 個晶閘管D4、D5,當子模塊發(fā)生故障時,閉合K1將子模塊從系統(tǒng)中切除,不影響MMC 的正常運行,晶閘管D3、D4、D5用來防止故障電流沖擊續(xù)流二極管。當電容電壓過大或者MMC 閉鎖時,將VT3導通后,用電阻R 消耗掉剩余能量。

根據橋臂電流ijp(j=a,b,c)的方向,調整PM的工作狀態(tài)使得PM 模塊的電容電壓穩(wěn)定在最大功率點電壓,從而達到PV 組件最大輸出功率狀態(tài)。表1顯示PM 模塊根據開關動作和電流方向(ijp流入PM 模塊時為正)呈現出不同的工作狀態(tài)。表1中:開關VT1、VT2 導通表示為1,關斷表示為0。參照光伏電池的電壓-電流曲線,當子模塊電容電壓超過一定值時,光伏電池輸出電流接近0,此時的PM 工作狀態(tài)為普通半橋子模塊工作方式。

表1 PM 模塊工作狀態(tài)Table 1 Working status of the PM module

2 系統(tǒng)控制策略

2.1 子模塊獨立調制策略

當PV 組件處于局部陰影狀態(tài)下時,本文設計一種控制策略調整子模塊的電壓,使其保持在光伏陣列最大輸出功率點電壓附近,達到MMC 子模塊電壓的單獨控制效果,其控制策略如圖2所示。

圖2 獨立控制策略Fig.2 Independent control strategy

傳統(tǒng)MMC的子模塊調制策略是實現子模塊均壓,而這種新型光伏系統(tǒng)中,為消除PV 組件局部陰影帶來的子模塊電壓變化,需要控制每個子模塊獨立最大功率點追蹤(maximum power point tracking,MPPT)。因此,通過子模塊獨立控制環(huán)節(jié)進行子模塊的電容電壓控制,保持子模塊電容電壓穩(wěn)定跟蹤光伏組件最大功率點的電壓[16-18]。

光伏陣列的最大輸出功率點電壓作為子模塊電壓調制策略的參考值設為Umppt,Ujp為上橋臂子模塊實際電壓值,Ujn為下橋臂子模塊實際電壓值,則有

為實現單個子模塊能量的獨立控制,本文通過上、下橋臂的子模塊電容電壓疊加后控制MMC 橋臂的輸出電壓,通過式(1)得到子模塊獨立控制環(huán)節(jié)的指令值iref,將指令值iref與上、下橋臂電流相加后除以2的環(huán)流值相減,得到子模塊獨立控制的調制波信號ujdref,從而保證MMC 的總輸出功率與光伏電池輸出功率一致,達到每個子模塊最大輸出功率點電壓的控制。

2.2 子模塊穩(wěn)壓保護策略

當單個子模塊PM 電壓Uc的值與參考值Umppt相差很多,就會造成系統(tǒng)的輸出電壓不平衡,則需要采取子模塊的穩(wěn)壓保護策略對其電壓進行調整,當子模塊電容電壓Uc偏小時,子模塊需要少輸出能量,當子模塊電容電壓Uc偏大時,子模塊需要多輸出能量。因此,需要在參考值Umppt上疊加1個修正分量ΔUjc,具體控制策略如圖3所示。以上橋臂電流Iap為例,當橋臂電流為輸出時Iap≥0,令K=1。若此時該橋臂上的子模塊電容電壓Uc＜Umppt,需要調制波增大,子模塊導通時間延長,子模塊多輸出能量,則ΔUjc＞0,給調制波疊加1個正分量。相反的,若此時該橋臂上的子模塊電容電壓Uc＞Umppt,則ΔUjc＜0,給調制波疊加1個負分量,使得調制波減小,子模塊導通時間變短,等于子模塊少輸出能量。當橋臂電流為輸入時Iap＜0,令K=-1,參照以上方法同樣可以實現子模塊電容電壓的平衡控制,如此反復幾個周期,系統(tǒng)輸出電壓趨于平衡。

圖3 PM 穩(wěn)壓保護策略Fig.3 PM voltage regulation protection strategy

通過光伏陣列最大功率追蹤控制環(huán)節(jié)得到每個子模塊的Umppt值后,疊加由子模塊穩(wěn)壓控制環(huán)節(jié)得到的修正分量ΔUjc,形成調制波的參考電壓。當參考電壓加上獨立控制環(huán)節(jié)分量ujdref,最后與子模塊實際電壓解耦,求得子模塊的最終開關信號波,控制框圖見圖4。

圖4 子模塊開關觸發(fā)信號Fig.4 Trigger signal of submodule switch

3 子模塊的調制方式

MMC的調制方式有載波移相、載波層疊、最近電平逼近、空間矢量等,當MMC輸出電平數相同,子模塊的調制方式采用載波移相調制策略(carrier phase shift-pulse width modulation,CPS-PWM)得到的輸出電壓總諧波畸變率(total harmonic distortion,THD)較其他方式低[19-20],上下橋臂子模塊的導通時間和次數一致,能夠實現天然的電壓平衡作用,所以本文采用的調制方式為載波移相調制策略,調制原理見圖5。

圖5 載波移相調制原理Fig.5 Principle of carrier phase shift modulation

由圖1可知,新型光伏發(fā)電拓撲中的每個橋臂都包含 2n個子模塊,系統(tǒng)輸出側直流電壓由每個橋臂上的子模塊電容電壓疊加形成,而采用載波移相調制策略則必須保證每個橋臂時刻有n個子模塊投入,這樣才能維持MMC整體直流電壓穩(wěn)定。

以a相橋臂為例,調制原理為:上、下2個橋臂的調制波初相位相差180°或者為同一調制波皆可,這里上、下橋臂子模塊采用初相位相差180°的調制波更為高效,調制波的相位角如表2所示。每個子模塊所對應的載波相位差為2π/n,每個三角載波與調制波交叉比較形成n個子模塊驅動信號,保證a相橋臂投入運行的子模塊個數時刻為n,且上、下橋臂每個子模塊的開關次數、時間相等,實現橋臂電壓均衡控制。

表2 三相調制波相位角Table 2 Phase angle of three-phase modulated wave (°)

4 仿真驗證

為驗證上述控制策略的有效性,憑借PSCAD仿真軟件搭建1個新型的光伏并網模型,MMC 上下各有8個子模塊,交流輸出為9電平,仿真時間設置為1s,設MMC輸出電壓參考值為3kV,載波頻率500Hz,橋臂電感為0.05H,交流側阻抗為10Ω。子模塊并聯的光伏陣列參數見表3。

表3 光伏陣列參數Table 3 PV array parameters

當光伏電池沒穩(wěn)壓保護控制時,子模塊并聯的光伏陣列一旦處于陰影條件下,其輸出功率會急驟變下,具體如圖6所示。

圖6 光伏陣列功率-電壓曲線Fig.6 PV array power-voltage curve

由圖6可知:光伏陣列輸出電壓維持在0.65kV左右時,光伏電池的最大功率輸出能得以保證,才能消除陰影條件下帶來的不利影響。

MMC中的PM 模塊經過穩(wěn)壓保護控制后的電容電壓值見圖7,其值穩(wěn)定在0.65kV 左右,不僅達到了子模塊穩(wěn)壓保護的效果,也讓光伏陣列一直保持在最大功率點輸出。

圖7 PM 電容電壓Fig.7 PM capacitor voltage

MMC經過子模塊獨立控制環(huán)節(jié)后得到的三相交流輸出電壓和電流見圖8。

圖8 三相交流電壓和電流Fig.8 Three-phase AC voltage and three-phase AC current

為驗證調制策略的良好諧波特性,分析得到的a相諧波畸變率,結果表明a相輸出電壓的最大總諧波畸變率為0.519%,具備優(yōu)良的諧波特性,完全符合電能質量要求。

5 結論

基于MMC的新型光伏發(fā)電系統(tǒng)子模塊相比較以往的大型光伏并網系統(tǒng)具有很大優(yōu)勢,不僅適用大電容、高電壓的場合,子模塊的結構更加簡潔,無需DC/DC 變換電路,整個系統(tǒng)的輸出電壓和電流無需通過濾波,具有很好的抗諧波干擾能力,通過獨立調制策略能夠很好地控制系統(tǒng)整體能量,保持MMC橋臂能量平衡。子模塊穩(wěn)壓保護調制策略易實現單獨子模塊的穩(wěn)壓控制,保證光伏陣列持續(xù)最大功率輸出。隨著系統(tǒng)中子模塊的數量增多,基于MMC的新型光伏發(fā)電系統(tǒng)輸出電壓、電流波形更加平滑。