電源嵌入式開關(guān)電感Z源并網(wǎng)逆變器設(shè)計

郭英軍， 陳藝帆， 李溫馨， 苗曉斌， 王振芳

(河北科技大學電氣工程學院， 石家莊 050018)

在傳統(tǒng)的太陽能光伏系統(tǒng)中，由于兩級升壓結(jié)構(gòu)使成本增加、發(fā)電效率降低。為了解決傳統(tǒng)電壓型與電流型逆變器間存在的電壓受直流電壓大小限制、死區(qū)時間造成輸出電流的畸變以及直通狀態(tài)容易損壞開關(guān)器件等問題，彭方正等[1]首次提出了Z源逆變器(Z-source inverter, ZSI)。

ZSI由于其獨特的Z源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，具有頗多優(yōu)點，例如允許同一橋臂上下開關(guān)管同時導(dǎo)通，無需加入死區(qū)時間，增強了逆變器的安全性與可靠性，并且單級就可實現(xiàn)升降壓轉(zhuǎn)換功能等。但針對其存在的升壓能力低、電容應(yīng)力大以及存在啟動電流沖擊等不足之處，國內(nèi)外學者對基于Z源網(wǎng)絡(luò)的新拓撲及控制策略展開了深入研究[2-4]。

首先在提升Z源逆變器的升壓能力方面，文獻[5]提出開關(guān)電感型Z源逆變器(switched inductor Z-source inverter, SL-ZSI)，將傳統(tǒng)Z源網(wǎng)絡(luò)中的兩個電感分別用開關(guān)電感單元替代，從而提高拓撲的升壓能力。文獻[6]提出一種改進開關(guān)電感型Z源逆變器(improved switched inductor Z-source inver-ter, ISL-ZSI)，用電容代替了開關(guān)電感中的二極管，重新整合拓撲，提高了整體的升壓能力，并降低了其中無源器件的電壓應(yīng)力。

而在降低拓撲中電容電壓應(yīng)力方面，許多學者也進行了深入研究。例如文獻[7]提出在傳統(tǒng)Z源逆變器的基礎(chǔ)上將直流電源一分為二，分別串入電感支路中，從而使輸入電流紋波更小，在升壓能力不變的同時使電容應(yīng)力減半，還保持了Z源逆變器原有的對稱性。文獻[8]在傳統(tǒng)準Z基礎(chǔ)上提出一種新型雙電源Z源逆變器拓撲，與原準Z逆變器拓撲相比，具有更嚴格的結(jié)構(gòu)對稱性，高升壓能力及更低的開關(guān)電壓應(yīng)力。文獻[9]通過將直流電源嵌入電路拓撲中電感支路，并重新調(diào)整拓撲結(jié)構(gòu)，提高了升壓能力，降低了電容應(yīng)力，實現(xiàn)了輸入電流的連續(xù)性和容錯性。

但是當直流鏈電壓變得更大的同時，電容電壓應(yīng)力也會隨之上升，這就需要具有更高耐壓能力的電容器，而耐壓水平往往都是與其體積、質(zhì)量和成本成正比的，勢必會導(dǎo)致成本的增加。因此就需要結(jié)合電源嵌入的改進思路，在保持高增益的同時降低電容電壓應(yīng)力，并解決啟動時沖擊電流過大問題。

現(xiàn)提出一種電源嵌入式開關(guān)電感Z源逆變器，不僅使升壓能力得到顯著提升，而且還降低電容電壓應(yīng)力，解決啟動時的沖擊電流問題，更具有一定的電源容錯能力。

1 電源嵌入式開關(guān)電感型Z源逆變器

傳統(tǒng)改進思路之一是將Z源逆變器中的電感元器件替換成開關(guān)電感單元或其他級聯(lián)形式的升壓單元[10-11]。

以圖1所示的ISL-ZSI拓撲為例。由于將傳統(tǒng)Z源逆變器中的兩個儲能電感換成了兩個準Z單元，在保持結(jié)構(gòu)高度對稱的同時，使得電路拓撲的升壓能力得到了顯著提升。

L1～L4為電感；C1～C6為電容；S1～S6為開關(guān)；D1～D3為二極管； Uin為直流電源電壓；Lf為濾波電感；Cf為濾波電容圖1 ISL-ZSI拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 ISL-ZSI topology

但傳統(tǒng)Z源及改進型拓撲本身仍存在啟動電流通路。而電流通路的存在會導(dǎo)致啟動瞬間阻抗網(wǎng)絡(luò)的電容電壓值短時間內(nèi)被充至直流鏈電壓值的一半，然后拓撲中的電感和電容開始諧振，致使阻抗網(wǎng)絡(luò)中電感電流與電容電壓大大超過穩(wěn)態(tài)值，從而對逆變器造成損壞。圖2是ISL-ZSI啟動時存在的沖擊電流回路。

圖2 ISL-ZSI啟動時的沖擊回路Fig.2 Start-up shock circuit of ISL-ZSI

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)

提出一種新型Z源逆變器拓撲——電源嵌入式開關(guān)電感型Z源逆變器，電路拓撲如圖3所示。

U1、U2為直流電源電壓圖3 電源嵌入式開關(guān)電感型的拓撲結(jié)構(gòu)Fig.3 Topology of power supply embedded switching inductor

該拓撲將直流電源分為兩部分，分別串入準Z單元的支路當中，使得在不增加器件的同時，保持了原有的升壓能力，讓流過直流電源的輸入電流紋波更小、Z源電容電壓的應(yīng)力減小，并保持了Z源逆變器的高度對稱性。而且還可以在異常工況下運行，例如單電源開路、短路及雙電源電壓不平衡等。

1.2 工作原理分析

與ISL-ZSI相同，電源嵌入式開關(guān)電感型Z源逆變器也是存在直通與非直通兩種工作狀態(tài)，為了使拓撲仍然對稱，所以令C1=C2，C3=C4=C5=C6，L1=L2=L3=L4，因此，電感電壓與電容器電壓滿足關(guān)系如下。

(1)

式(1)中：UC1～UC6分別為各電容電壓，V；UL1～UL2分別為各電感電壓，V。

拓撲工作原理分析如下。

1.2.1 直通狀態(tài)

逆變橋側(cè)用導(dǎo)線來代替，負載端被短路，直通狀態(tài)下的等效電路如圖4所示。此時二極管D1反向截止，準Z單元中的二極管D2與二極管D3也反向截止；上準Z單元中，電感L1與電容C4串聯(lián)，并與電感L2與電容C3串聯(lián)后的支路形成并聯(lián)結(jié)構(gòu)；下準Z單元中，電感L3與電容C6串聯(lián)，并與電感L4與電容C5串聯(lián)后的支路形成并聯(lián)結(jié)構(gòu)。在此狀態(tài)下，由各電容向電感充電。

Udc為直流鏈電壓圖4 直通狀態(tài)Fig.4 Pass through status

根據(jù)基爾霍夫電壓定律(KVL)可得

(2)

1.2.2 非直通狀態(tài)

逆變橋側(cè)相當于理想電流源，非直通狀態(tài)下的等效電路如圖5所示。此時二極管D1正向?qū)?，準Z單元中的二極管D2與二極管D3也正向?qū)?；上準Z單元中，電感L1與電容C3并聯(lián)后，并與電感L2與電容C4并聯(lián)后的支路形成串聯(lián)結(jié)構(gòu)；下準Z單元中，電感L3與電容C5并聯(lián)后，并與電感L4與電容C6并聯(lián)后的支路形成串聯(lián)結(jié)構(gòu)。在此狀態(tài)下，由各電感及直流電壓源向電容和負載放電。

圖5 非直通狀態(tài)Fig.5 Non through state

根據(jù)基爾霍夫電壓定律(Kirchhoff’s voltage law，KVL)可得

(3)

設(shè)開關(guān)周期為T，直通占空比為D，則直通時間T1=DT，非直通時間T2=(1-D)T。由于穩(wěn)態(tài)下電感滿足伏秒平衡原理，所以在一個開關(guān)周期內(nèi)，對電感L1進行分析可得

DT(UC1+UC4+Uin)-(1-D)TUC3=0

(4)

化簡后可得電容C3電壓與電容C1電壓直接的關(guān)系為

(5)

將式(5)代入式(3)中，可得兩組關(guān)系式，電容C1電壓與直流電源Uin的關(guān)系，直流鏈電壓Udc與直流電源Uin的關(guān)系為

(6)

(7)

綜上所述，可得

(8)

式(8)中：B為升壓因子。

1.3 特性分析對比

由式(8)可知，當直通占空比D為0～0.25時，可實現(xiàn)升壓功能。與ISL-ZSI相比，在獲得相同直流鏈電壓的情況下，電容電壓應(yīng)力會更小。拓撲的升壓因子、電壓增益以及各電壓應(yīng)力的特性對比如表1所示。

表1 拓撲的分析對比Table 1 Analysis and comparison of topology

在電壓增益相同的情況下，電源嵌入式拓撲的C1和C2的電容電壓應(yīng)力會比ISL-ZSI更低，C3、C4、C5和C6的電容電壓應(yīng)力不變。升壓特性曲線對比如圖6所示。

PV為光伏電池；Uref為光伏電池的參考電壓；MPPT為最大功率跟蹤控制器；D為直通占空比；PI為比例積分控制器；Iabc為并網(wǎng)相電流；Uabc為并網(wǎng)相電壓；Ea、Eb、Ec為電網(wǎng)電壓；PLL為鎖相環(huán)；為參考電壓；id、iq分別為逆變器輸出電流的dq軸分量；分別為并網(wǎng)電流的dq軸分量參考指令；ed、eq分別為逆變器輸出電壓的dq軸分量；Vd、Vq分別為dq軸下的參 考電壓；Vabc_ref為三相坐標系下的參考電壓；wt為旋轉(zhuǎn)坐標系下的角度圖7 并網(wǎng)系統(tǒng)整體控制框圖Fig.7 Overall control block diagram of grid connected system

電源嵌入式的特點是需要兩個電壓為Uin的直流電源，可能會增加一些成本，但對于新能源系統(tǒng)的應(yīng)用來講，并不是主要問題，只需要重新布線便可實現(xiàn)新拓撲的應(yīng)用要求。而且在光伏發(fā)電中，由于在光伏陣列內(nèi)部存在反并聯(lián)二極管，所以使其在一些異常狀態(tài)下也可以運行。

(1)單電源開路或者短路時，由于反并聯(lián)二極管的續(xù)流，相當于單電源正常工作。

(9)

(2)雙電源電壓不平衡時，拓撲依舊可以穩(wěn)定運行。

(10)

2 并網(wǎng)系統(tǒng)控制設(shè)計

基于電源嵌入式Z源逆變器的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)控制框圖如圖7所示。

在光伏系統(tǒng)中，占空比可用于實現(xiàn)光伏板的最大功率點跟蹤[12](maximum power point tracking，MPPT)；同時利用調(diào)制指數(shù)控制逆變器的輸出功率。兩個獨立的光伏板具有相同的輸入電壓Upv和電流Ipv，它們在相同條件下運行。通過測量Upv和Ipv，可以實現(xiàn)MPPT以產(chǎn)生所需的電壓信號Uref，再通過比例積分(proportional integral，PI)控制器獲得占空比D輸入簡單升壓調(diào)制策略中，生成調(diào)制脈沖波。

并網(wǎng)系統(tǒng)是由3個閉環(huán)部分組成，每個閉環(huán)的作用如下。

(1)光伏陣列電壓閉環(huán)對占空比進行尋優(yōu)，進而得到并網(wǎng)系統(tǒng)所需要的最優(yōu)直通零矢量占空比，以提高系統(tǒng)的發(fā)電效率[13]。

(2)電容電壓外環(huán)可克服直流鏈電壓檢測困難的問題，根據(jù)存在的量值關(guān)系控制電容電壓，以實現(xiàn)直流側(cè)電壓的穩(wěn)定輸出。

(3)交流并網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)可將光伏發(fā)出的直流電能轉(zhuǎn)化為交流電能，從而實現(xiàn)單位功率并網(wǎng)運行。

3 仿真驗證

為了驗證所提逆變器的優(yōu)勢及正確性，首先利用MATLAB/Simulink軟件搭建了仿真模型，與ISL-ZSI進行了仿真對比實驗。

拓撲仿真模型如圖8所示。設(shè)置直通占空比D=0.2，調(diào)制系數(shù)M=0.8，開關(guān)頻率fs=10 kHz，仿真時間0.25 s，其他仿真參數(shù)設(shè)置如表2所示。

圖9為直流鏈電壓的仿真結(jié)果，可以看出到達穩(wěn)態(tài)時，直流鏈電壓Udc理論值為400 V，實際值390.5 V，考慮到器件的寄生性，得到的輸出電壓實驗結(jié)果略低于理論值，與計算結(jié)果基本相符，無明顯差異與波動，穩(wěn)態(tài)波形良好。

表2 各元件的仿真參數(shù)Table 2 Simulation parameters of each element

Ra、Rb、Rc分別為三相的負載阻抗圖8 嵌入式拓撲仿真模型Fig.8 Embedded topology simulation model

圖10與圖11給出了兩拓撲在電壓增益相同的情況下，直流鏈電壓、電容電壓應(yīng)力以及啟動沖擊電流的各仿真結(jié)果。

圖9 直流鏈電壓Fig.9 DC link voltage

圖10 電容C1、C2電壓應(yīng)力對比Fig.10 Voltage stress comparison of capacitor C1 and C2

圖11 電容C3～C6電壓應(yīng)力對比Fig.11 Voltage stress comparison of capacitor C3～C6

從仿真結(jié)果中，可以明顯看到ISL-ZSI的C1、C2的電容電壓穩(wěn)定在232.54 V，而電源嵌入式將其穩(wěn)定在192.56 V，降低了近40 V。其中，電容C3、C4、C5與C6電壓不變，均穩(wěn)定在約76.4 V。在相同增益下，明顯降低了電容應(yīng)力。

而將電源嵌入拓撲內(nèi)，避開了原有的電流通路，大幅降低了啟動沖擊電流，增強了電源的容錯性與可靠性。啟動沖擊電流對比如圖12所示。

系統(tǒng)并網(wǎng)仿真模型如圖13所示。并網(wǎng)參數(shù)如下：光伏陣列的最大功率點電壓350 V，電流100 A，開路電壓400 V，短路電流110 A，Z源網(wǎng)絡(luò)中取L1=L2=L3=L4=1 mH，C1=C2=C3=C4=C5=C6=800 μF，濾波器電感Lf=2 mH。

圖12 啟動沖擊電流對比Fig.12 Starting impulse current comparison

PV1與PV2為光伏電池；Upv為光伏電池的實際電壓；ILabc為濾波器Lf處電流；Vabc為未濾波前的三相電壓； Vabc_Phase為相電壓；Pulses為六路脈沖信號圖13 并網(wǎng)仿真模型Fig.13 Grid connection simulation model

將光伏電池光照設(shè)置為突變與漸變，在0.5 s時由900 W/m2變化到1 000 W/m2，1 s時由1 000 W/m2變化到800 W/m2，之后設(shè)置成微小的漸變光照。仿真結(jié)果如圖14、圖15所示。

圖14 直流側(cè)母線電壓Fig.14 DC link bus voltage

圖15 并網(wǎng)電壓電流Fig.15 Grid connected voltage and current

圖16 電流畸變率Fig.16 Current distortion rate

由圖14、圖15仿真結(jié)果可得，系統(tǒng)可以平穩(wěn)運行，在達到穩(wěn)定后，理論計算得直流鏈電壓Udc應(yīng)在 800 V，而實際在798.2 V，三相電壓理論值應(yīng)為311 V，而實際值在310.8 V，三相電流理論值應(yīng)為150 A，而實際在150.5 A，且電壓電流同相位，可以實現(xiàn)單位功率并網(wǎng)。其中，并網(wǎng)電流畸變率(total harmonic current distortion，THD)為1.94%，仿真結(jié)果如圖16所示。

4 實驗驗證

為進一步驗證其正確性、有效性，搭建了基于StarSim HIL的硬件實驗平臺，其是由基于NI-PXIe-7868R實時在環(huán)系統(tǒng)硬件模擬，如圖17所示。實驗參數(shù)與仿真參數(shù)設(shè)置一致。

實驗結(jié)果表明，當系統(tǒng)平穩(wěn)運行后，直流鏈電壓穩(wěn)定在794.6 V，三相電壓為310.8 V，并網(wǎng)電流在152.4 A，與仿真結(jié)果基本一致。

通過整理數(shù)據(jù)，考慮到實驗自身損耗，實驗結(jié)果誤差在合理范圍以內(nèi)，驗證了所提逆變器的理論分析和設(shè)計的正確性與可行性。

圖17 基于HIL的實驗測試平臺Fig.17 Experimental test platform based on HIL

5 結(jié)論

通過將電源嵌入思路引入到Z源逆變器中，提出一種新型Z源逆變器，并由此設(shè)計了光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，獲得了更好的特性。

(1)在獲得相同電壓增益的同時，降低了電容所受到的應(yīng)力，從而降低了電容的體積與成本。

(2)由于不再存在啟動沖擊電流回路，且與電源串聯(lián)的電感不允許電流發(fā)生突變，進而解決了啟動沖擊過大的問題，大幅降低了啟動瞬間的沖擊電流，提高了逆變器的可靠性和安全性。

(3)提高了電源的容錯性，在單電源開路、短路以及雙電源電壓不平衡情況下仍然可以運行，適用于更多復(fù)雜場合。

利用MATLAB進行了仿真驗證，證明了拓撲的優(yōu)勢，搭建了基于HIL的實驗平臺，進一步驗證其有效性。但在各電容峰值等問題方面還可以進一步優(yōu)化與改進。