光伏并網(wǎng)逆變器諧波特性分析與諧波電流抑制

江 悅，曹 旌，梁 剛，馬占軍，田 圳，肖朝霞

（1.國網(wǎng)天津市電力公司東麗供電公司，天津 300300；2.天津工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院，天津 300387）

能源系統(tǒng)向低碳可再生能源轉(zhuǎn)型，以分布式光伏為主要類型的分布式電源DG（distributed generation）規(guī)?；尤肱潆娋W(wǎng)，導(dǎo)致配電網(wǎng)諧波問題越來越突出[1-2]。并網(wǎng)逆變器作為分布式光伏與配電網(wǎng)間的接口裝置，高比例接入使配電網(wǎng)中諧波污染呈現(xiàn)耦合性、波動性、普遍性[3]。三相電壓型逆變器通常采用正弦脈沖寬度調(diào)制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）技術(shù)，在開關(guān)器件理想導(dǎo)通條件下，并網(wǎng)逆變器輸出電流包含開關(guān)頻率邊帶及整數(shù)倍開關(guān)頻率邊帶處的高次諧波[4-5]。在實(shí)際系統(tǒng)中，為避免逆變橋上下橋臂出現(xiàn)“直通”現(xiàn)象，通常會在開關(guān)管導(dǎo)通信號中加入死區(qū)延時，除此之外，開關(guān)器件非理想導(dǎo)通特性也會存在一定的開通和關(guān)斷時間延遲，而死區(qū)時間和導(dǎo)通關(guān)斷時間延遲會導(dǎo)致逆變器輸出電壓波形畸變，產(chǎn)生大量低次諧波[6-8]。

對并網(wǎng)逆變器諧波電流的分析通常采用阻抗分析法[9]。但是，當(dāng)前建立的逆變器阻抗分析模型很少考慮開關(guān)器件死區(qū)及開通關(guān)斷延遲。文獻(xiàn)[10]指出死區(qū)時間延時會導(dǎo)致逆變器實(shí)際輸出電壓與理想輸出電壓間存在差值，但在對逆變器輸出電壓諧波做定量分析時，卻忽略死區(qū)時間延遲的影響。文獻(xiàn)[11]將逆變器產(chǎn)生的高次諧波和低次諧波對輸出電壓的作用等效成外部擾動誤差電壓，但未在后續(xù)建立系統(tǒng)阻抗模型時考慮其影響。文獻(xiàn)[12]在建立逆變器輸出等效阻抗模型時，僅分析死區(qū)效應(yīng)對基波電壓幅值的影響，未分析其對諧波電壓的影響。因此，研究并網(wǎng)逆變器高次與低次諧波生成機(jī)理，以及建立考慮諧波影響的逆變器等效輸出阻抗模型，對諧波治理研究具有重要意義。

對于并網(wǎng)逆變器而言，并網(wǎng)電流的諧波抑制主要分為高次和低次諧波抑制兩部分。高次諧波抑制通常采用設(shè)計(jì)濾波器的方式，LCL型濾波器具有成本低、體積小、對高頻諧波能很好抑制等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用在并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中[13]。而并網(wǎng)點(diǎn)低次諧波電流產(chǎn)生因素復(fù)雜，除了受逆變器死區(qū)延時影響外，還受實(shí)際電網(wǎng)中背景諧波的影響[14-15]，所以對低次諧波電流進(jìn)行抑制也相對較難，通過改進(jìn)控制策略，例如使用虛擬阻抗、陷波濾波器或諧振控制器等，可以實(shí)現(xiàn)低次諧波電流的抑制[16]。文獻(xiàn)[17-18]采用多比例諧振控制器抑制逆變器低次諧波電流，但系統(tǒng)設(shè)計(jì)中存在截止頻率影響電網(wǎng)背景諧波的抑制效果，并且在實(shí)際工程應(yīng)用中受限于多個控制器參數(shù)的復(fù)雜設(shè)計(jì)。此外，電網(wǎng)電壓比例前饋控制策略應(yīng)用廣泛[19]。文獻(xiàn)[20]分析電網(wǎng)電壓比例前饋對逆變器輸出低次諧波電流的影響，但也指出控制系統(tǒng)引入回路可能會影響系統(tǒng)穩(wěn)定性與快速性。文獻(xiàn)[21]提出采用可自動調(diào)節(jié)“虛擬電阻”阻值吸收諧波功率降低并網(wǎng)點(diǎn)諧波電流的控制策略，但運(yùn)算量過大，僅適用于穩(wěn)態(tài)工作條件下的并網(wǎng)系統(tǒng)。

本文詳細(xì)分析了采用雙極性SPWM 的光伏并網(wǎng)逆變器輸出高次、低次諧波特性，以及造成低次諧波產(chǎn)生的主要原因，并依據(jù)并網(wǎng)逆變器在實(shí)際工況下上下橋臂功率器件導(dǎo)通特點(diǎn)，建立受控電流源等效電路模型，在此基礎(chǔ)上通過設(shè)計(jì)虛擬阻抗控制抑制并網(wǎng)諧波電流。

1 逆變器輸出特性

1.1 逆變器理想輸出特性

自然采樣雙極性SPWM方式下三相逆變器a相橋臂輸出電壓uan,h(t)的傅里葉展開式為

式中：udc為直流側(cè)電壓；Mr為調(diào)制比；m為開關(guān)頻率的倍數(shù)；ω為調(diào)制波角頻率；θ為功率因數(shù)角；ωsw為載波的頻率；為第1 類貝塞爾函數(shù)；n為整數(shù)。式（1）中，第1部分表示基波分量，第2部分表示奇數(shù)倍載波頻率處的邊帶諧波分量，第3 部分表示偶數(shù)倍載波頻率處邊帶諧波分量。在載波奇數(shù)倍附近，即m=1，3，5，…，諧波主要分布在n為偶數(shù)的邊帶頻率處；在載波偶數(shù)倍附近處，即m=2，4，6，…，諧波主要分布在n為奇數(shù)的邊帶頻率處。

1.2 逆變器非理想輸出特性

為了防止橋臂上下功率管發(fā)生直通現(xiàn)象，需要在功率管驅(qū)動信號切換時加入死區(qū)延時來確保功率器件安全工作。除此之外，由于功率器件的實(shí)際工藝特性，在導(dǎo)通和關(guān)斷的瞬間也存在短暫的時間延遲。而死區(qū)延遲效應(yīng)及逆變器開關(guān)器件開通關(guān)斷延時效應(yīng)均與通過器件的續(xù)流回路有關(guān)，三相逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示?？紤]逆變器輸出三相橋臂是對稱結(jié)構(gòu)，以主電路的a 橋臂輸出電壓模型為例，分析死區(qū)效應(yīng)產(chǎn)生的機(jī)理。

圖1 三相逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of three-phase inverter

當(dāng)a 相電流由逆變器側(cè)流向網(wǎng)側(cè)時，即ia＞0時，T1從導(dǎo)通向關(guān)斷狀態(tài)切換，T2從關(guān)斷向?qū)顟B(tài)切換，T1經(jīng)過關(guān)斷延遲時間toff才關(guān)斷，T2經(jīng)過導(dǎo)通延遲時間ton和死區(qū)時間td后才導(dǎo)通，電流在此過程通過D2續(xù)流，導(dǎo)致輸出電壓出現(xiàn)負(fù)偏差。

同樣，當(dāng)a 相電流由網(wǎng)側(cè)流向逆變器側(cè)時，即ia＜0 時，T2從導(dǎo)通向關(guān)斷狀態(tài)切換，T1從關(guān)斷向?qū)顟B(tài)切換，T2經(jīng)過關(guān)斷延遲時間toff才關(guān)斷，T1經(jīng)過導(dǎo)通時間ton和延遲時間td后才導(dǎo)通，電流通過D1續(xù)流，導(dǎo)致輸出電壓出現(xiàn)正偏差。a相橋臂電壓實(shí)際輸出波形隨開關(guān)器件導(dǎo)通狀態(tài)的關(guān)系如圖2所示。

圖2 a 相橋臂電壓波形與開關(guān)器件導(dǎo)通狀態(tài)示意Fig.2 Schematic of voltage waveform of phase-a bridge arm and conduction state of switching device

將死區(qū)時間延遲td、開關(guān)管的導(dǎo)通時間延遲ton、關(guān)斷時間延遲toff造成的死區(qū)誤差電壓寬度定義為死區(qū)效應(yīng)時間Td，其中Td=td+ton+toff。從圖2可以看出，實(shí)際輸出電壓uan與理想輸出電壓uan0相比會出現(xiàn)1 個誤差電壓Δuan。在開關(guān)切換時刻總死區(qū)時間Td內(nèi)，將誤差電壓理想化處理，則Td可表示造成的誤差電壓寬度。實(shí)際輸出電壓、理想輸出電壓與誤差電壓的關(guān)系如圖3所示。

圖3 a 相橋臂理想、實(shí)際、誤差電壓波形Fig.3 Ideal,actual,and error voltage waveforms of phase-a bridge arm

正負(fù)誤差電壓的面積相等，則誤差電壓面積SΔuan可表示為

根據(jù)等時間面積積分法則，平均化后的a 相橋臂等效誤差電壓幅值可表示為

式中，Tsw為逆變器功率器件開關(guān)周期。當(dāng)ia＞0時，sign(ia)=1；當(dāng)ia＜0 時，sign(ia)=-1。對平均化后的a 相橋臂等效誤差電壓進(jìn)行傅里葉級數(shù)展開處理，得到其傅里葉表達(dá)式為

式中，k=5，7，11，…。

由式（4）可計(jì)算考慮三相逆變器的a 相橋臂在死區(qū)效應(yīng)及逆變器開關(guān)器件開通關(guān)斷延時條件下的a相輸出誤差電壓?？梢?，在逆變器開關(guān)周期Tsw確定后，逆變器輸出誤差電壓的幅值與死區(qū)延遲時間、功率器件導(dǎo)通關(guān)斷延遲時間呈正相關(guān)，即相應(yīng)的延遲時間越長，誤差電壓幅值越大，逆變器輸出低次諧波含量越高。對于三相對稱系統(tǒng)而言，三相并網(wǎng)逆變器每相產(chǎn)生的諧波各相之間相互作用會出現(xiàn)諧波邊帶消除，最終呈現(xiàn)的主要是5，7，11，13，17，…等（6k±1）次諧波，其中k取正整數(shù)，而其余階次的諧波含量極少。

1.3 光伏并網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

電容電流比例反饋有源阻尼控制的光伏并網(wǎng)逆變器主電路結(jié)構(gòu)與控制結(jié)構(gòu)如圖4 所示。采集逆變器并網(wǎng)連接點(diǎn)電壓uPCC獲取電壓相角ωt，與并網(wǎng)參考電流幅值一起構(gòu)成并網(wǎng)電流的指令。采集并網(wǎng)電流獲得實(shí)際并網(wǎng)電流采樣值i2_α、i2_β與并網(wǎng)電流指令進(jìn)行比較，將誤差信號送入電流調(diào)節(jié)器。電流調(diào)節(jié)器的輸出和反饋電容電流的采樣信號iC_α、iC_β做差后作為調(diào)制信號與三角載波比較得到開關(guān)管控制信號，逆變器采用雙極性SPWM。

圖4 光伏并網(wǎng)逆變器主電路與控制結(jié)構(gòu)Fig.4 Main circuit and control structure of photovoltaic grid-connected inverter

根據(jù)上文對逆變器在功率管導(dǎo)通關(guān)斷延遲和死區(qū)效應(yīng)影響下輸出電壓中誤差電壓的分析可知，死區(qū)效應(yīng)時間對逆變器輸出的低次諧波影響很大，非理想情況下功率管導(dǎo)通關(guān)斷延遲和死區(qū)效應(yīng)影響下的誤差電壓Δuˉan體現(xiàn)在并網(wǎng)逆變器的輸出電壓中。在此，將誤差電壓引入到并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)的等效輸出阻抗網(wǎng)絡(luò)模型中，由于在αβ坐標(biāo)系下，并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)中不存在電壓電流耦合量，下面僅以α軸的控制結(jié)構(gòu)為例進(jìn)行分析。

圖5 考慮死區(qū)效應(yīng)的三相并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)傳遞函數(shù)模型Fig.5 Transfer function model of three-phase gridconnected inverter control system considering dead-zone effect

在圖5（c）中，G1(s)和G2(s)分別為

系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)G0_K(s)為

式中：KPWM為逆變器等效增益系數(shù)；Hi1(s)為有源阻尼控制電容電流反饋系數(shù)；ZL1(s)為逆變器測濾波電感阻抗；ZC(s)為濾波電容阻抗；ZL2(s)為網(wǎng)測濾波電感阻抗；GPR(s)為電流調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù);Kp為比例系數(shù)；Kr為諧振系數(shù)；ωc為考慮-3 dB 要求的諧振項(xiàng)帶寬。圖6為LCL并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)開環(huán)與主電路伯德圖。

圖6 系統(tǒng)開環(huán)與主電路伯德圖Fig.6 Bode diagram of system open-loop and main circuit

從圖5 可以看出，閉環(huán)LCL 型并網(wǎng)逆變器是一個雙輸入單輸出的控制系統(tǒng)，電網(wǎng)電壓uPCC_α(s)和并網(wǎng)參考電流為雙輸入，并網(wǎng)實(shí)際電流i2_α(s)為單輸出。根據(jù)諾頓等效原理，在并網(wǎng)逆變器等效模型中，令逆變器等效電流源為0，即并網(wǎng)控制系統(tǒng)中并網(wǎng)電流參考值，可以得到等效輸出阻抗ZZ_0(s)。等效電流增益?zhèn)鬟f函數(shù)Gi_0(s)和等效輸出阻抗傳遞函數(shù)GZ_0(s)分別為

等效輸出阻抗傳遞函數(shù)為

逆變器非理想特性和死區(qū)效應(yīng)引起的電壓誤差只是相當(dāng)于在原有等效阻抗網(wǎng)絡(luò)模型中的電網(wǎng)端電壓疊加1個幅值不變、方向由流過逆變器測電感L1電流方向決定的擾動電壓源，對并網(wǎng)逆變器輸出阻抗特性的ZZ_0(s)本身沒有直接影響。可以將三相LCL 型并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流i2_αβ(s)與參考電流給定、公共連接點(diǎn)電壓uPCC_αβ(s)及逆變器死區(qū)效應(yīng)引起的輸出誤差電壓間的關(guān)系表示為

式中：i2_α(s)、i2_β(s)分別為并網(wǎng)電流在αβ坐標(biāo)系下分量；YZ_0(s) 為逆變器等效輸出導(dǎo)納；uPCC_α(s)、uPCC_β(s)分別為并網(wǎng)點(diǎn)電壓在αβ坐標(biāo)系下分量；分別為逆變器輸出誤差電壓在αβ坐標(biāo)系下分量。根據(jù)式（11）可以得到αβ坐標(biāo)系下三相LCL 型并網(wǎng)逆變器的受控源等效電路模型如圖7所示。

圖7 αβ 坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器受控電流源等效電路模型Fig.7 Equivalent circuit model of controlled current source for grid-connected inverter under αβ coordinate system

光伏并網(wǎng)逆變器本質(zhì)上可以看作為有源逆變裝置，直流電壓源是裝置的輸入，裝置的輸出是1個可控的電流源，電網(wǎng)作為受端負(fù)載。通常在進(jìn)行數(shù)學(xué)分析時，電網(wǎng)可等效為1 個大容量的電壓源eg_αβ(s)和串聯(lián)的電網(wǎng)阻抗Zgrid(s)，并網(wǎng)逆變器可等效為1個受控電流源，并網(wǎng)逆變器的等效阻抗用ZZ_0(s)表示。逆變器功率器件非理想特性和死區(qū)效應(yīng)相當(dāng)于在公共連接點(diǎn)疊加1 個幅值隨死區(qū)時間和功率器件開通關(guān)斷時間變化的擾動電壓源，此時逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)等效阻抗網(wǎng)絡(luò)模型如圖8所示。

圖8 并網(wǎng)逆變器等效阻抗網(wǎng)絡(luò)模型Fig.8 Equivalent impedance network model of gridconnected inverter

根據(jù)圖8 所示的并網(wǎng)逆變器等效阻抗網(wǎng)絡(luò)模型可以得到并網(wǎng)電流i2_αβ（s）表達(dá)式，即

圖9 等效受控電流源系數(shù)伯德圖Fig.9 Bode diagram of equivalent controlled current source coefficient

從圖9可以看出，在頻率為50 Hz處，并網(wǎng)逆變器等效電流源系數(shù)的幅值非常接近0 dB，相角也很接近0°，這表明在本文設(shè)計(jì)的閉環(huán)控制系統(tǒng)下，并網(wǎng)逆變器輸出的并網(wǎng)電流i2(s) 可以較好地跟蹤參考給定電流(s)。所以只需要對并網(wǎng)電流受電網(wǎng)電壓eg_αβ(s) 與誤差電壓影響 而產(chǎn)生的擾動分量進(jìn)行抑制，即可進(jìn)一步改善并網(wǎng)電流質(zhì)量。

2 并網(wǎng)電流諧波抑制策略

在實(shí)際并網(wǎng)中，電網(wǎng)電壓中的背景諧波電壓、逆變器中功率器件的非理想特性等因素會導(dǎo)致并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)電流中含有低次諧波。為了盡可能消除電網(wǎng)電壓eg_αβ(s)與誤差電壓Δuˉan_αβ(s)對并網(wǎng)電流的影響，在保證并網(wǎng)逆變器能穩(wěn)定運(yùn)行的前提條件下，增大逆變器等效輸出阻抗消除并網(wǎng)電流的擾動分量。但在實(shí)際工況下，并網(wǎng)逆變器由于系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和參數(shù)限制，實(shí)際等效輸出阻抗不可能無窮大，所以通常采用并聯(lián)虛擬阻抗校正法來增大逆變器等效輸出阻抗。圖10 為并聯(lián)虛擬阻抗后并網(wǎng)系統(tǒng)等效阻抗網(wǎng)絡(luò)模型。

圖10 并聯(lián)虛擬阻抗后并網(wǎng)系統(tǒng)等效阻抗網(wǎng)絡(luò)模型Fig.10 Equivalent impedance network model of gridconnected system with parallel virtual impedance

引入虛擬阻抗Zp_h(s)，此時逆變器等效輸出阻抗的表達(dá)式為

并聯(lián)虛擬阻抗Zp_h(s)通過改變功率換控制器結(jié)構(gòu)的方式實(shí)現(xiàn)，虛擬電阻引入控制框圖如圖11（a）所示。虛擬阻抗連接處對應(yīng)并網(wǎng)點(diǎn)，將并網(wǎng)點(diǎn)電壓uPCC_α(s)除以并聯(lián)虛擬阻抗Zp_h(s)得到流經(jīng)虛擬阻抗的電流ip_h(s)，然后用并網(wǎng)電流i2_αβ(s)減去虛擬阻抗電流ip_h(s)，就相當(dāng)于給并網(wǎng)逆變器輸出端并聯(lián)1 個等效的真實(shí)電阻。將流過虛擬電阻反饋電流遷移到電流控制器輸出端并對控制框圖進(jìn)行等效變換，等效變換框圖如圖11（b）所示。同理在兩相靜止坐標(biāo)系下，完整三相LCL型并網(wǎng)逆變器加入虛擬阻抗后的控制框圖如圖11（c）所示。將公共連接點(diǎn)電壓uPCC(s)乘以系數(shù)Kp_h(s)并前饋至調(diào)制電壓信號處，從而實(shí)現(xiàn)并聯(lián)虛擬電阻Zp_h(s)。

圖11 并聯(lián)虛擬阻抗逆變器控制結(jié)構(gòu)Fig.11 Control structure of inverter with parallel virtual impedance

前饋系數(shù)Kp_h(s)的表達(dá)式為

本文并聯(lián)虛擬阻抗控制方式采用與電網(wǎng)電壓前饋控制策略相似的控制方式[22]。在光伏并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)點(diǎn)對電網(wǎng)電壓諧波擾動源和逆變器自身諧波擾動源進(jìn)行采樣，經(jīng)過前饋系數(shù)后送到并網(wǎng)逆變器用于生成控制信號的調(diào)制波中，以此來實(shí)現(xiàn)對擾動源的動態(tài)補(bǔ)償。該控制策略可以在不改變系統(tǒng)開環(huán)增益的前提下，有效抑制擾動信號的影響。當(dāng)引入的虛擬阻抗等于-ZZ_0(s)時，逆變器等效輸出阻抗無限大，可以消除逆變器因死區(qū)效應(yīng)和功率器件開通關(guān)斷延時而造成的誤差電壓和電網(wǎng)電壓eg_αβ(s)背景諧波電壓的影響。

3 仿真分析

為了驗(yàn)證通過改變控制器結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)虛擬阻抗引入達(dá)到對并網(wǎng)電流諧波抑制的效果，在Matlab/Simulink 環(huán)境下，搭建100 kW 三相LCL 型并網(wǎng)系統(tǒng)，主電路參數(shù)和控制器參數(shù)如表1所示。

表1 三相逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Parameters of three-phase inverter gridconnected system

逆變器單相輸出電壓的頻譜分布如圖12 所示?？梢钥闯?，在理想條件下采用脈寬調(diào)制方法的并網(wǎng)逆變器輸出電壓帶有大量高頻諧波，在整數(shù)倍開關(guān)頻率附近的諧波是主要諧波；邊帶諧波離中心頻率越遠(yuǎn)，幅值越小；隨著載波倍數(shù)的增加，邊帶諧波幅值會變低。

圖12 逆變器理想輸出電壓諧波分布示意Fig.12 Schematic of ideal output voltage harmonic distribution of inverter

逆變器的死區(qū)效應(yīng)時間Td在0～6 μs 間變化，得到a相輸出電壓低次諧波在不同死區(qū)效應(yīng)時間影響下的幅值大小如圖13 所示?？梢悦黠@看出，逆變器的死區(qū)時間td及功率器件非理想條件下導(dǎo)通ton、關(guān)斷延時toff在三相逆變器的輸出電壓中主要引入5、7、11、13、17 等（6k±1）次諧波，并且隨著死區(qū)效應(yīng)時間Td的增大，引入的諧波電壓幅值增大，與上述理論分析相對應(yīng)。

圖13 逆變器輸出諧波電壓在不同死區(qū)效應(yīng)時間下的幅值Fig.13 Amplitude of inverter output harmonic voltage under different values of dead-zone effect time

模擬并網(wǎng)逆變器連接點(diǎn)包含逆變器逆變過程中產(chǎn)生低次諧波和電網(wǎng)背景諧波，搭建三相LCL型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)模型，模型的公共連接點(diǎn)處的電壓含有5次諧波（占基波電壓幅值的3.8%）、7次諧波（占基波電壓幅值的3.9%）、11次諧波（占基波電壓幅值的2.0%）、13次諧波（占基波電壓幅值的2.1%）、17次諧波（占基波電壓幅值的1.1%）、19次諧波（占基波電壓幅值的1.0%）。對此時的并網(wǎng)電流進(jìn)行快速傅里葉變換FFT（fast Fourier transform）分析，得到未加入虛擬阻抗的三相并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流諧波分布如圖14所示。

圖14 未加入虛擬阻抗的并網(wǎng)電流諧波分布Fig.14 Harmonic distribution of grid-connected current without virtual impedance

圖15 為加入虛擬阻抗后的并網(wǎng)電流諧波分布，可以看出，虛擬阻抗的引入弱化了并網(wǎng)點(diǎn)低次諧波電壓對并網(wǎng)電流的影響，此時并網(wǎng)電流總諧波畸變率THD=0.74%，相較于加入虛擬阻抗之前的并網(wǎng)電流總諧波畸變率THD=3.24%，并網(wǎng)電流質(zhì)量顯著提高。

圖15 加入虛擬阻抗之后并網(wǎng)電流諧波分布Fig.15 Harmonic distribution of grid-connected current after adding virtual impedance

4 結(jié)語

本文依據(jù)三相并網(wǎng)逆變器上下橋臂導(dǎo)通特點(diǎn)詳細(xì)闡述了高次、低次諧波電壓的分布特征，揭示了死區(qū)延時、功率器件開通關(guān)斷延時是影響逆變器輸出低次諧波電壓的主要因素。計(jì)及功率器件死區(qū)效應(yīng)與開通關(guān)斷延時導(dǎo)致的輸出誤差電壓，建立三相LCL 型并網(wǎng)逆變器的受控電流源等效電路模型，并設(shè)計(jì)虛擬阻抗控制器。仿真結(jié)果表明，該控制策略可以有效抑制抑制并網(wǎng)諧波電流，改善分布式光伏并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)點(diǎn)的電能質(zhì)量。