雙極化高隔離度孔徑耦合天線研究

張海力，劉太君，何元峰，郭 嘉，謝光忠

(1.寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，浙江 寧波 315210；2.浙江紡織服裝職業(yè)技術(shù)學(xué)院物聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用技術(shù)研究院，浙江 寧波 315211；3.電子科技大學(xué)光電科學(xué)與工程學(xué)院，四川 成都 610054)

雙極化天線能夠很好地實(shí)現(xiàn)極化分集和極化復(fù)用，改善無線通信質(zhì)量和站址選擇難度，在通信基站天線的設(shè)計(jì)中獲得了廣泛的應(yīng)用[1].為了實(shí)現(xiàn)雙極化，人們應(yīng)用和研究了多種類型的天線，如偶極子天線、基片集成波導(dǎo)天線、縫隙天線、微帶天線等[2-4].其中，微帶天線以其低剖面、易加工和饋電形式多樣等特點(diǎn)在國內(nèi)外獲得了深入的研究[5-6].作為微帶天線的一種，孔徑耦合天線相互垂直的縫隙能夠激起正交極化波，提高端口間的隔離度，是雙極化高隔離度天線常用的結(jié)構(gòu)形式，也是研究最為深入的雙極化高隔離度天線[7].為獲得較高隔離度，許多研究聚焦于饋電方式和網(wǎng)絡(luò)布置，文獻(xiàn)[8]和[9]采用孔徑耦合饋電與其他方式混合饋電，能夠明顯提高隔離度，但天線設(shè)計(jì)復(fù)雜，批量生產(chǎn)存在一定難度；文獻(xiàn)[10]采用錯(cuò)位倒相技術(shù)有效抑制交叉極化電平，同時(shí)提高隔離度.更多的雙極化孔徑耦合天線是應(yīng)用角饋和H形縫隙實(shí)現(xiàn)高隔離度設(shè)計(jì)[11-13].

孔徑耦合天線結(jié)構(gòu)參數(shù)比較多，相對于探針饋電的微帶天線，能夠獲得寬的阻抗帶寬，但其設(shè)計(jì)需要多參數(shù)的聯(lián)合優(yōu)化，增加設(shè)計(jì)的復(fù)雜度[14].已發(fā)表的文獻(xiàn)在闡述設(shè)計(jì)過程時(shí)，都只是給出縫隙形狀和不同層的布局，沒有明晰的參考設(shè)計(jì)，相同的結(jié)構(gòu)優(yōu)化結(jié)果差異較大.特別是對于雙極化天線，縫隙尺寸不僅影響帶寬，還直接影響隔離度，整體優(yōu)化難度更大.都只是給出縫隙形狀和不同層的布局，沒有明晰的參考設(shè)計(jì)，相同的結(jié)構(gòu)優(yōu)化結(jié)果差異較大.特別是對于雙極化天線，縫隙尺寸不僅影響帶寬，還直接影響隔離度，整體優(yōu)化難度更大.能夠快速設(shè)計(jì)，并獲得優(yōu)良帶寬和隔離度的孔徑耦合微帶天線的設(shè)計(jì)方法，當(dāng)前文獻(xiàn)中還沒有看到.

本文提出的基于饋電網(wǎng)絡(luò)諧振技術(shù)的雙極化孔徑耦合天線設(shè)計(jì)方法，通過分步設(shè)計(jì)，結(jié)合全波分析技術(shù)能夠快速設(shè)計(jì)雙極化高隔離度孔徑耦合天線.該方法首先確定縫隙尺寸和位置，然后調(diào)試輻射貼片即可完成設(shè)計(jì)，提供一種準(zhǔn)定量的雙極化高隔離度孔徑耦合天線設(shè)計(jì)方法.2.4 GHz天線仿真和實(shí)測，隔離度大于40 dB，滿足當(dāng)前移動(dòng)通信基站指標(biāo)要求.

1 分析與設(shè)計(jì)

孔徑耦合天線的典型結(jié)構(gòu)如圖1所示，基片底部是一印刷微帶線，上面是一個(gè)接地面，接地面上開槽形成微帶天線的饋電網(wǎng)絡(luò)，在接地面上部放置一個(gè)泡沫或介質(zhì)材料以支撐最上面的輻射貼片和改善天線的輻射特性.圖2是傳輸線模型理論的等效電路，由于微帶線和縫隙之間，以及縫隙和貼片之間是靠場的耦合工作的，所以它們之間的等效電路用理想變壓器來等效.綜合后的輸入阻抗如下式[15]:

圖1 孔徑耦合天線結(jié)構(gòu)Fig.1 Configuration of the aperture coupled antenna.

其中，n1和n2為耦合轉(zhuǎn)換比，Ypatch是貼片導(dǎo)納，Yap是縫隙導(dǎo)納，Ls是開路線長度.從式1可以看出，天線輸入阻抗與耦合轉(zhuǎn)換比有關(guān)，而n1和n2與縫隙的尺寸和位置相關(guān)且敏感.所以說孔徑耦合微帶天線的設(shè)計(jì)其實(shí)就是縫隙尺寸和位置的設(shè)計(jì)，式1和其他全波分析方法不能夠給出初步的縫隙尺寸，設(shè)計(jì)過程只能是多參數(shù)的聯(lián)合優(yōu)化，增加設(shè)計(jì)的難度和不確定度，即同樣的結(jié)構(gòu)，優(yōu)化出來結(jié)果差別很大.本文用饋電網(wǎng)絡(luò)諧振技術(shù)解決縫隙尺寸和位置優(yōu)化的難題，實(shí)現(xiàn)快速優(yōu)化，快速完成天線設(shè)計(jì).

孔徑耦合微帶天線的輸入端口為50 Ω微帶開路短截線，考慮到天線的極化純度和前后比，孔徑耦合天線的縫隙要求是非諧振縫，為提高隔離度，雙極化天線用H型縫隙.非諧振縫能夠提高前后比，但完全不諧振難以獲得足夠的耦合能量，輻射貼片就不能夠?qū)崿F(xiàn)良好諧振.

圖3為天線仿真結(jié)構(gòu)圖，兩個(gè)饋電網(wǎng)絡(luò)從輻射貼片的對角線進(jìn)行饋電，垂直放置.基底板材介電常數(shù)為4.4，板厚為1.6 mm；輻射貼片為單面覆銅板，下部支撐板材介電常數(shù)4.4，板厚0.8 mm；微帶線開路端離輻射貼片中心距離為L，輻射貼片上表面離地的距離為h，其它尺寸如圖所示.圖4為沒有輻射貼片時(shí)饋電網(wǎng)絡(luò)的回波損耗仿真曲線，從圖可以看出，饋電網(wǎng)絡(luò)在2.2～3.0 GHz之間處于微諧振狀態(tài)，2.5 GHz處回波損耗1.42 dB，隨著頻率增加，饋電網(wǎng)絡(luò)在4.4 GHz重新諧振，回波損耗1.15 dB.

圖3 天線結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Simulated configuration of the aperture coupled antenna.

圖4 饋電網(wǎng)絡(luò)回波損耗仿真曲線Fig.4 simulated return loss of the feed network for port1

基于圖3所示天線結(jié)構(gòu)，不改變天線饋電網(wǎng)絡(luò)，只修改天線輻射貼片尺寸和位置得到的仿真結(jié)果如圖5所示，圖6為天線端口1的縫隙周圍面電流分布圖，端口2的縫隙周圍面電流分布與端口1的分布相同.輻射貼片尺寸為45 mm時(shí)，天線工作在2.58 GHz，位于饋電網(wǎng)絡(luò)第一諧振點(diǎn)的右側(cè)，端口1電流分布在自身縫隙周圍，在端口2處基本沒有電流分布，端口間互耦較小，整個(gè)頻帶內(nèi)隔離度在-46 dB以下.輻射貼片為47 mm時(shí)，天線工作在2.43 GHz，位于饋電網(wǎng)絡(luò)第一諧振點(diǎn)中心頻率左側(cè)，兩端口之間出現(xiàn)耦合，但還是位于強(qiáng)諧振區(qū)域，能夠獲得高隔離度，整個(gè)頻段內(nèi)隔離度在-40 dB以下.輻射貼片尺寸為49 mm時(shí)，諧振頻率為2.28 GHz，逐漸偏離饋電網(wǎng)絡(luò)第一諧振點(diǎn)的左邊，輻射貼片獲得的耦合能量能夠讓天線諧振，但端口間的耦合量明顯增加，隔離度逐漸減小.在輻射貼片尺寸為51 mm時(shí)，天線諧振減弱，端口間耦合較大，隔離度變差.

根據(jù)圖5和圖6仿真結(jié)果分析，孔徑耦合天線的諧振點(diǎn)位于饋電網(wǎng)絡(luò)的第一諧振點(diǎn)及更高頻率，雙極化天線能夠獲得高的隔離度.如果輻射貼片的諧振頻率低于第一諧振點(diǎn)，隨著輻射貼片主模尺寸偏離饋電網(wǎng)絡(luò)的微諧振區(qū)域，非加載Q值升高，帶寬逐漸變窄，偏離過遠(yuǎn)，主模基本不再諧振，端口間耦合量逐漸增大，隔離度變差.綜合而言，孔徑耦合天線諧振頻率位于饋電網(wǎng)絡(luò)兩個(gè)諧振點(diǎn)之間，可以獲得高隔離度.

圖5 回波損耗和隔離度仿真曲線a:W＝45 mm，h＝2.5 mm，l＝13.6 mm；b:W＝47 mm，h＝2.2 mm，l＝13.8 mm；c:W＝49 mm，h＝2 mm，l＝12.3 mm；d:W＝51 mm，h＝2.1 mm，l＝10 mmFig.5 Simulated return loss and isolation port1(the same for port2)

圖6 端口1的縫隙面電流分布圖a:W＝45 mm；b:W＝47 mm；c:W＝49 mm；d:W＝51 mmFig.6 surface current distribution for port1

圖7為1端口H面輻射方向圖(2端口曲線與1端口一致).如圖所示，輻射貼片尺寸從45 mm到51 mm，隨著天線諧振頻率逐漸靠近饋電網(wǎng)絡(luò)第一諧振頻率，天線的后瓣由差變好，然后天線諧振頻率遠(yuǎn)離饋電網(wǎng)絡(luò)第一諧振頻率，天線后瓣再次變差.即天線諧振頻率位于饋電網(wǎng)絡(luò)第一諧振頻率時(shí)，能夠獲得最優(yōu)的前后比.

圖7 端口1H面輻射方向圖.a:W＝45 mm；b:W＝47 mm；c:W＝49 mm；d:W＝51 mmFig.7 Simulated H-plane radiation patterns for port1

綜合孔徑耦合天線隔離度、端口互耦和天線前后比等數(shù)值分析，天線諧振頻率位于饋電網(wǎng)絡(luò)第一諧振點(diǎn)能夠獲得最好的雙極化性能.也就是說，微諧振確定饋電網(wǎng)絡(luò)的尺寸，主模諧振獲得良好的端口隔離度，二者配合能夠快速準(zhǔn)確的設(shè)計(jì)雙極化高隔離度孔徑耦合天線.

2 天線設(shè)計(jì)和測試

應(yīng)用前面所述設(shè)計(jì)方法設(shè)計(jì)的孔徑耦合天線如圖8所示，基板為FR4，板厚1.6 mm，介電常數(shù)為4.4.輻射貼片用0.8 mm厚的FR4單面板，貼片尺寸為46 mm，經(jīng)過調(diào)整后輻射貼片與接地面之間的高度為4.2 mm.

圖8 天線結(jié)構(gòu)圖和實(shí)物照片F(xiàn)ig.8 dimensions of antenna and photo

圖9中實(shí)線為饋電網(wǎng)絡(luò)仿真曲線，2.4 GHz頻點(diǎn)的回波損耗1.8 dB，處于微諧振狀態(tài)；虛線為實(shí)際測試曲線，最低諧振頻率位于2 GHz，回波損耗2 dB，與回波損耗仿真曲線相比，諧振有所加強(qiáng)，諧振頻率基本一致.

圖9 饋電網(wǎng)絡(luò)回波損耗仿真和測試曲線Fig.9 Return loss of the feed network for port1

圖10為雙極化孔徑耦合天線隔離度和回波損耗仿真曲線，其中實(shí)線為兩個(gè)端口的回波損耗，兩個(gè)端口間一致性較好，虛線為隔離度，在2.4 GHz到2.5 GHz頻段內(nèi)，隔離度都位于-30 dB以下.圖11為雙極化孔徑耦合天線隔離度和回波損耗測試曲線，在2.4 GHz到2.5 GHz頻段內(nèi)兩端口回波損耗有較好的一致性.在2.4 GHz到2.5 GHz頻段內(nèi)隔離度在-35 dB以下，最低處達(dá)到-45 dB.對比圖10和圖11可知，仿真曲線和測試曲線具有較高的一致性，特別是隔離度曲線，變化趨勢一致，性能更好.由此可見，應(yīng)用饋電網(wǎng)絡(luò)微諧振分析方法，可以快速設(shè)計(jì)高隔離度雙極化孔徑耦合天線，滿足單獨(dú)應(yīng)用和組陣需要.設(shè)計(jì)中發(fā)現(xiàn)天線隔離度對輻射貼片的高度和位置比較敏感，通常隔離度在30 dB左右，回波損耗對貼片高度和位置敏感度較低，受端口間彼此影響，雙極化時(shí)天線帶寬較單極化帶寬窄.

圖10 雙極化孔徑耦合天線隔離度和回波損耗仿真曲線Fig.10 Simulated return loss and isolation port1

圖11 雙極化孔徑耦合天線隔離度和回波損耗測試曲線Fig.11 measured return loss and isolation between port1 and port2

3 總結(jié)

孔徑耦合天線的多參數(shù)調(diào)諧增加設(shè)計(jì)難度，輻射貼片邊緣畸變電流更是增加雙極化天線端口隔離度設(shè)計(jì)的難度.本文從理論分析和實(shí)驗(yàn)兩個(gè)角度驗(yàn)證了饋電網(wǎng)絡(luò)微諧振技術(shù)能夠快速設(shè)計(jì)出高隔離度的雙極化孔徑耦合天線，解決當(dāng)前雙極化高隔離度天線設(shè)計(jì)難題.本論應(yīng)用微諧振方法設(shè)計(jì)了工作于2.4 GHz～2.5 GHz頻段的雙極化天線，兩端口間隔離度整體低于-35 dB，完全滿足單獨(dú)應(yīng)用和組陣要求.