一種輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)模塊化LCC諧振變換器

楊曉光 ，李宇麒 ，高正 ，席利根 ，溫靜

（1.省部共建電工裝備可靠性與智能化國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（河北工業(yè)大學(xué)），天津 300130；2.河北省電磁場(chǎng)與電器可靠性重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（河北工業(yè)大學(xué)），天津 300130）

高壓DC-DC變換器具有廣泛的應(yīng)用范圍，如激光器、X射線電源、分析儀器與靜電除塵等領(lǐng)域[1-4]。串并聯(lián)諧振式（LCC）變換器拓?fù)溆捎谄渥陨淼能涢_關(guān)能力和升壓特性，廣泛應(yīng)用于高壓變換器中[5]。高壓變換器一般由高頻DC-AC逆變器、諧振腔、高壓變壓器和整流器組成，其中變壓器是DC-DC變換器的關(guān)鍵部分，是實(shí)現(xiàn)更高電壓等級(jí)和更高功率等級(jí)的瓶頸[6-7]。因此，為了降低單個(gè)變壓器的電壓應(yīng)力，通常采用后級(jí)添加倍壓電路（CW全波倍壓電路、單極性半波倍壓電路等）或多個(gè)子模塊串并聯(lián)的方法構(gòu)成不同類型的高壓DC-DC變換器，以滿足高輸出電壓和高額定功率值的要求[8-10]。在這些類型的變換器中，輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)（IPOS）模塊化DC-DC變換器具有子模塊組合靈活的特點(diǎn)，因而能夠產(chǎn)生更高的功率或更高的輸出電壓。然而，各模塊的器件參數(shù)難以達(dá)到完全一致，尤其是高壓變壓器的分布參數(shù)可能存在較大差異。模塊間參數(shù)的差異可能會(huì)嚴(yán)重影響各模塊之間的均壓，因而限制了IP?OS DC-DC變換器的應(yīng)用。為了保證變換器的可靠工作，必須確保各模塊的輸出電壓均衡[11]。

目前解決模塊間均壓?jiǎn)栴}的方法一般是通過主動(dòng)的控制措施，例如：文獻(xiàn)[12]提出了一種最大電壓均壓法，即以最大的輸出電壓為參考調(diào)節(jié)各模塊輸出電壓；文獻(xiàn)[13]提出了一種主從控制策略和分布式電壓控制器來實(shí)現(xiàn)輸出功率的均衡，另外還有同時(shí)控制均壓均流的雙環(huán)控制法[14]等。這些控制策略，都需要在各模塊上配置電壓或電流檢測(cè)裝置，增加了電路的復(fù)雜性，降低了系統(tǒng)的整體可靠性[15]。針對(duì)這一問題，本文提出了一種具有自動(dòng)均壓輸出特性的IPOS模塊化LCC變換器，不需要添加外圍控制電路和復(fù)雜的控制算法即可實(shí)現(xiàn)模塊間自動(dòng)均壓。

1 變換器結(jié)構(gòu)和工作原理

為了便于分析，本文以兩模塊為例給出所提出的IPOS變換器，其電路拓?fù)淙鐖D1所示。對(duì)比傳統(tǒng)IPOS變換器[16-17]，新型拓?fù)涫窃趥鹘y(tǒng)拓?fù)涞幕A(chǔ)上，將兩個(gè)模塊的整流輸出電路交錯(cuò)連接，以實(shí)現(xiàn)均壓的目的。在模塊1（圖1 Module-1）中，Qi，1（i=1，2，3，4）為4個(gè)開關(guān)管；Di，1（i=1，2，3，4）為其寄生二極管；Ls，1，Cs，1，Cp，1，Tr1分別為串聯(lián)電感、串聯(lián)電容、并聯(lián)電容和變壓器；DRi，1（i=1，2，3，4）為整流電路的4個(gè)二極管；Co，1為輸出濾波電容；變壓器變比1：k1；Io，1為輸出電流。模塊2（圖1的Module-2）中的各個(gè)參數(shù)定義相同。

圖1 提出的IPOS變換器電路拓?fù)銯ig.1 Topology of the proposed IPOS converter

本文以兩模塊串聯(lián)電容Cs參數(shù)不一致（Cs，1＜Cs，2）為例，來分析參數(shù)差異對(duì)均壓特性的影響。假設(shè)LCC變換器工作于第一種電感電流斷續(xù)模式（discontinuous current mode 1，DCM1）[18]，則IP?OS變換器的主要波形如圖2所示。由于1個(gè)周期內(nèi)前半周期[t0≤t＜t4]與后半周期[t4≤t＜t8]的電路特性對(duì)稱，因而只給出前半周期的等效電路（見圖3～圖9）和模態(tài)分析。

圖2 在Cs參數(shù)差異情況下提出的變換器主要波形Fig.2 The key waveforms of the proposed converter when the modules having different values of Cs

1）模態(tài) 1[t0≤t＜t1]：模態(tài) 1 的等效電路圖如圖3所示。在t0時(shí)刻之前各模塊的串聯(lián)諧振電流ir，j（j=1，2）為零，所以t0時(shí)刻開關(guān)管Q1，j和Q4，j零電流開通。ir，j流經(jīng) Q1，j，Cs，j，Ls，j，Trj，Q4，j，此時(shí)，Ls，j和 Cs，j兩元件諧振。整流二極管 DR1，j，DR4，j導(dǎo)通，并聯(lián)諧振電容 Cp，j上電壓 VCp，j被輸出電壓鉗位在 Vo，j∕kj，兩模塊分別向各自的副邊濾波電容傳能。

圖3 模態(tài)1（t0—t1）Fig.3 Mode 1（t0—t1）

2）模態(tài)2[t1≤t＜t1']：模態(tài)2的等效電路圖如圖4 所示。由于 Cs，1＜Cs，2，模塊 1 諧振電流 ir，1必先于模塊2諧振至過零點(diǎn)（即t1時(shí)刻）。t1時(shí)刻之后，ir，1反向增大，流經(jīng) D4，1，Cp，1，Ls，1，Cs，1，D1，1，此時(shí)，Ls，1，Cs，1和 Cp，1三元件諧振。Cp，1通過 ir，1放電，VCp，1從 Vo，1∕k1下降。模塊1的諧振能量流向電源側(cè)，副邊二極管均截止，Tr1原副邊之間不再有能量傳遞，Co，1向負(fù)載供電。而模塊2仍重復(fù)模態(tài)1的過程向 Co，2傳能。

圖4 模態(tài)2（t1—t1'）Fig.4 Mode 2（t1—t1'）

3）模態(tài)3[t1'≤t＜t2]：模態(tài)3的等效電路圖如圖5所示。在t1'時(shí)刻，模塊2諧振電流ir，2正向諧振至零，之后反方向增加，流經(jīng) D4，2，Cp，2，Ls，2，Cs，2，D1，2，此時(shí)，Ls，2，Cs，2和 Cp，2三元件諧振。Cp，2通過ir，2放電，VCp，2從 Vo，2∕k2下降。模塊 1 的諧振能量流向電源側(cè)，副邊二極管均截止，Tr2原副邊之間不再有能量傳遞，Co，2向負(fù)載供電。而模塊2仍然重復(fù)模態(tài) 2 的過程。此時(shí)，負(fù)載由 Co，1和 Co，2共同供電。

圖5 模態(tài)3（t1'—t2）Fig.5 Mode 3（t1'—t2）

4）模態(tài)4[t2≤t＜t2']：模態(tài)4的等效電路圖如圖6所示。t2時(shí)刻，模塊1的并聯(lián)諧振電容Cp，1兩端電壓達(dá)到-Vo，2∕k1，整流二極管 DR2，1，DR3，1導(dǎo)通，此后 VCp，1被鉗位至-Vo，2∕k1。諧振電流 ir，1流經(jīng) D4，1，Ls，1，Cs，1，Tr1，D1，1，此時(shí)，Ls，1和 Cs，1兩元件諧振。模塊1諧振網(wǎng)絡(luò)的能量通過模塊2的電容向負(fù)載側(cè)傳遞能量，實(shí)現(xiàn)了兩模塊間能量的交換。模塊2仍重復(fù)模態(tài)3的過程。

圖6 模態(tài)4（t2—t2'）Fig.6 Mode 4（t2—t2'）

5）模態(tài)5[t2'≤t＜t3]：模態(tài)5的等效電路圖如圖7所示。t2'時(shí)刻，模塊 2 的并聯(lián)諧振電容 Cp，2兩端電壓也達(dá)到-Vo，1∕k2，整流二極管 DR2，2，DR3，2導(dǎo)通，此后 VCp，2被鉗位至-Vo，1∕k2。此時(shí)，模塊 2 諧振網(wǎng)絡(luò)的能量通過模塊1的電容向負(fù)載側(cè)傳遞能量，也實(shí)現(xiàn)了兩模塊間能量的交換。模塊1仍重復(fù)模態(tài)4的過程。這樣，模塊1向Tr2副邊供電，模塊2向Tr1副邊供電，實(shí)現(xiàn)了能量的交換。

圖7 模態(tài)5（t2'—t3）Fig.7 Mode 5（t2'—t3）

6）模態(tài)6[t3≤t＜t3']：模態(tài)6的等效電路圖如圖8所示。t3時(shí)刻，模塊1的諧振電流ir，1諧振至零，由于 Q1，j和 Q4，j已經(jīng)在 t1'—t3時(shí)間段內(nèi)零電壓關(guān)斷，t3時(shí)刻之后，ir，1保持為零，Tr1原副邊之間不再有能量傳遞，Co，1向負(fù)載供電。模塊2仍重復(fù)模態(tài)5的過程。

圖8 模態(tài)6（t3—t3'）Fig.8 Mmode 6（t3—t3'）

7）模態(tài)7[t3'≤t＜t4]：模態(tài)7的等效電路圖如圖9 所示。t3'時(shí)刻，模塊 2 的諧振電流 ir，2也諧振至零。同理，t3'時(shí)刻之后，ir，2保持為零，Tr2原副邊之間不再有能量傳遞，Co，2向負(fù)載供電。模塊1仍重復(fù)模態(tài) 6 的過程，此時(shí)，負(fù)載側(cè)由 Co，1和 Co，2共同供電。

圖9 模態(tài)7（t3'—t4）Fig.9 Mode 7（t3'—t4）

2 均壓性能分析

由模態(tài)分析和圖2的輸出電流波形可知，一個(gè)周期內(nèi)：模塊1在t0—t1和t6—t7時(shí)間段內(nèi)，向模塊1的等效負(fù)載傳能；而在t4—t5和t2—t3時(shí)間段內(nèi)，向模塊2的等效負(fù)載傳能。反之，模塊2在t4—t5'和t2'—t3'時(shí)間段內(nèi)，向模塊1的等效負(fù)載傳能；而在t0—t1'和 t6'—t7'時(shí)間段內(nèi)，向模塊 2 的等效負(fù)載傳能?？梢姡滦妥儞Q器的整流電路不同于傳統(tǒng)IP?OS變換器橋式整流電路的傳能方式，其利用兩模塊交替向自己和相鄰的等效負(fù)載傳能的特點(diǎn)，使得模塊間的等效負(fù)載在模塊間參數(shù)不一致時(shí)也能趨于均衡，從而能夠?qū)崿F(xiàn)輸出均壓。

為了進(jìn)一步說明其均壓特性，本文采用狀態(tài)空間平均法[15]對(duì)所提出的變換器進(jìn)行了分析。

令Tab（T01，T11'，T1'2，…，T7'8）表示各模態(tài)的時(shí)間間隔。1個(gè)周期內(nèi)的各個(gè)工作模態(tài)中，IPOS變換器的電路狀態(tài)都可以用一系列線性狀態(tài)空間方程來表示。如圖3～圖9所示，該變換器1個(gè)周期內(nèi)有14個(gè)工作模態(tài)，其相應(yīng)的狀態(tài)空間方程組為

式中：m為輸入獨(dú)立電源與狀態(tài)變量的線性組合而成的矩陣；A1～A14為各個(gè)工作模態(tài)的系統(tǒng)矩陣，與電路拓?fù)溆嘘P(guān)，可分別列出。

對(duì)狀態(tài)空間方程組進(jìn)行平均運(yùn)算，即有==?，可具體展開為

令Ts為1個(gè)開關(guān)周期，則可表示為

由于1個(gè)周期內(nèi)狀態(tài)變量的平均值等于零，即=0，==0，==0，將其代入式（2），可得：

由圖2可知，各單模塊LCC的模態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)間（Tab）可由電路參數(shù)表示，其中T03=T47，T03'=T47'，T01=T45，T67=T23，T01'=T45'，T67'=T23'，將其代入式（4）中，即可解得=。這說明當(dāng)兩模塊間參數(shù)不一致時(shí)，輸出電壓總能在穩(wěn)態(tài)時(shí)達(dá)到均衡。

3 實(shí)驗(yàn)

本文試制了一臺(tái)兩模塊樣機(jī)，用于對(duì)比測(cè)試傳統(tǒng)IPOS變換器與所提出變換器的性能。通過改變后級(jí)整流塊的連接方式，其它方面都相同，即可實(shí)現(xiàn)兩種變換器之間的切換。

變換器的基本參數(shù)為：輸入電壓Vin=25 V，輸出功率 Po=400 W，各模塊的諧振參數(shù)為 Ls，1=Ls，2=3 μH，Cs，1=Cs，2=5 μF，Cp，1=Cp，2=2.1 μF，變壓器變比k1=k2=7.5，開關(guān)頻率fs=20kHz。變換器無外圍控制電路，驅(qū)動(dòng)脈沖由型號(hào)為TMS320F28335的DSP產(chǎn)生。

對(duì)傳統(tǒng)變換器與新型變換器在兩模塊間參數(shù)不一致情況下進(jìn)行測(cè)試：1）Cs，1=5 μF，Cs，2=4 μF情形；2）k1=7.8，k2=7.2 情形；3）Cs，1=5 μF，k1=7.8；Cs，2=4 μF，k2=7.2 情形。圖 10 為 Cs，1=5 μF，Cs，2=4 μF時(shí)兩種變換器實(shí)驗(yàn)波形。

圖10 Cs，1=5 μF，Cs，2=4 μF 時(shí)兩種變換器實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of the two converters in the case of Cs，1=5 μF and Cs，2=4 μF

圖11為當(dāng)k1=7.8，k2=7.2時(shí)，兩種變換器實(shí)驗(yàn)波形。

圖11 k1=7.8，k2=7.2時(shí)兩種變換器實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms of the two converters in the case of k1=7.8 and k2=7.2

圖 12為 Cs，1=5 μF，k1=7.8；Cs，2=4 μF，k2=7.2時(shí)兩種變換器實(shí)驗(yàn)波形。

圖12 Cs，1=5 μF，k1=7.8；Cs，2=4 μF，k2=7.2時(shí)兩種變換器實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms of the two converters in the case of Cs，1=5 μF，k1=7.8 and Cs，2=4 μF，k2=7.2

由圖10～圖12可知，模塊間的參數(shù)差異無論是對(duì)傳統(tǒng)變換器還是新型變換器中的諧振電流影響不大。然而，傳統(tǒng)變換器中子模塊的輸出電壓受參數(shù)差異影響較大，模塊間電壓不均衡現(xiàn)象嚴(yán)重，相比之下，新型變換器則擁有良好的輸出均壓特性。

圖10～圖12中的子模塊輸出電壓值如表1所示。

表1 傳統(tǒng)變換器與新型變換器的模塊輸出電壓Tab.1 Output voltage of module converters for conventional converter and proposed converter

圖13為所提出的變換器在圖12參數(shù)配置下受輸入電壓Vin或負(fù)載Ro的階躍擾動(dòng)時(shí)兩模塊輸出電壓的暫態(tài)波形，其中，圖13a為Vin從25 V突變至19 V時(shí)，輸出電壓的暫態(tài)波形；圖13b為Ro從60 Ω跳變至100 Ω時(shí)，輸出電壓的暫態(tài)波形，tr時(shí)刻表示發(fā)生階躍擾動(dòng)，tp時(shí)刻表示輸出電壓達(dá)到最大超調(diào)量，ts時(shí)刻表示輸出電壓達(dá)到穩(wěn)態(tài)。

圖13 新型變換器的暫態(tài)特性Fig.13 Transient response of the proposed converter

由圖13可知，圖13a在Vin突變下的暫態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間為47 ms，輸出電壓波動(dòng)為23 V，并無超調(diào)；圖13b在Ro突變下的暫態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間為45 ms，輸出電壓波動(dòng)27 V，最大超調(diào)量6 V，峰值時(shí)間22 ms。由圖13可以看出，新型變換器在多種參數(shù)差異下，受到輸入電壓Vin的階躍突變或是負(fù)載電阻Ro的階躍突變時(shí)，都可以達(dá)到穩(wěn)態(tài)，這說明所提出的變換器整體是穩(wěn)定的。并且，在暫態(tài)過程（tr—ts）中仍沒有出現(xiàn)輸出電壓失衡的現(xiàn)象，而文獻(xiàn)[12-14]雖然通過控制策略也能在較短的調(diào)節(jié)時(shí)間內(nèi)達(dá)到模塊間均壓，但在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過程中不能保持模塊間電壓的均衡。

4 結(jié)論

本文提出了一種具有自動(dòng)均壓輸出特性的IPOS模塊化LCC DC-DC變換器，即使模塊間存在較大的參數(shù)差異，該變換器也能在輸入電壓突變或負(fù)載突變的情況下實(shí)現(xiàn)均壓。該變換器有效地克服了傳統(tǒng)變換器額外控制措施所帶來的電路復(fù)雜性，提高了電路穩(wěn)定性和可靠性。該變換器的特點(diǎn)使之可應(yīng)用于高壓電源。