可改善中壓MMC諧波特性的無差拍控制策略

郭漢臣，王琛，范瑩，王毅，田艷軍，譚開東

(1. 河北省分布式儲能與微網(wǎng)重點實驗室（華北電力大學(xué)），河北 保定 071003；2. 國網(wǎng)北京城區(qū)供電公司，北京 100035)

0 引言

目前，直流配電技術(shù)已在交直流混合配電網(wǎng)工程中得到了廣泛應(yīng)用[1-5]。仿照交流電網(wǎng)，學(xué)術(shù)界對直流配電網(wǎng)的電壓等級序列進(jìn)行了劃分，文獻(xiàn)[6-8]認(rèn)為電壓等級在1.5 kV和200 kV之間的為中壓直流電網(wǎng)，高于200 kV為高壓直流電網(wǎng)，低于1.5 kV為低壓直流電網(wǎng)。對比同等級的交流配電網(wǎng)，中壓直流配電網(wǎng)在供電質(zhì)量和可靠性上更具優(yōu)勢，是解決電源匯集和配電問題的優(yōu)選方案[9-11]。

中壓直流配電網(wǎng)常用電壓源換流器（voltage source converter，VSC）。但模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）中直流母線電壓在各子模塊中均勻分配，從而使器件耐壓要求降低。與此同時，MMC可降低輸出側(cè)諧波含量，改善交流側(cè)輸出電能質(zhì)量[12-14]。當(dāng)MMC應(yīng)用于中壓直流配電網(wǎng)時，子模塊數(shù)量隨著電壓等級的降低而大幅減少[15-17]。如何降低中壓MMC輸出電流的諧波畸變，是將MMC應(yīng)用到中壓直流配電系統(tǒng)中所面臨的問題。

電平逼近調(diào)制（nearest level modulation，NLM）策略以其正弦波強(qiáng)擬合能力和易于實現(xiàn)等優(yōu)點，成為MMC中常用的正弦調(diào)制方法，但對子模塊數(shù)量有較高要求，因而更適用于高壓直流輸電系統(tǒng)[18-20]。中壓直流配電系統(tǒng)的電壓等級比高壓直流輸電低了大概10～20倍。若依然采取NLM，輸出階梯波等效正弦的效果會顯著下降[21-22]。

為提高輸出電流質(zhì)量，文獻(xiàn)[23]采用載波移相調(diào)制（carrier phase shifting pulse width modulation，CPS-PWM）策略對中壓直流配電網(wǎng)中的MMC進(jìn)行調(diào)制。此時，MMC輸出電流諧波含量有所降低，但子模塊開關(guān)頻率顯著增大，從而導(dǎo)致MMC通斷損耗較大。文獻(xiàn)[24]將無差拍電流控制與NLM相結(jié)合，并應(yīng)用于高壓直流MMC輸電系統(tǒng)中。該方法與傳統(tǒng)控制相比，所需的比例積分調(diào)節(jié)（proportional integral control，PI）與坐標(biāo)變換次數(shù)顯著減少，但對調(diào)節(jié)參數(shù)有較高要求。

本文根據(jù)交流側(cè)實際電流與參考電流的差值計算子模塊的數(shù)量，在開關(guān)損耗較低的情況下增加電平切換頻率，從而降低單一電平的持續(xù)時間。

1 無差拍控制器設(shè)計

本文根據(jù)交流側(cè)電壓的實際值計算下一控制周期的交流側(cè)電流參考值，再通過電流參考值與實際值之差計算出需投入的子模塊數(shù)量，MMC等效電路如圖1所示。

圖1 MMC等效電路Fig. 1 Equivalent circuit of the MMC

2 子模塊電容均壓控制

在調(diào)制周期開始時，若橋臂上電流方向為正，則將原先已處于投入狀態(tài)的子模塊電容電壓乘上一個略小于1的系數(shù)H1。將已被切除且電壓低于所設(shè)下限的子模塊乘上一個略大于1的系數(shù)H2，然后再進(jìn)行排序。具體均壓流程如圖2所示。

圖2 子模塊均壓流程Fig. 2 Process of voltage sharing of the sub-modules

系統(tǒng)的整體控制流程如圖3所示。在圖3中，Uabc為三相交流電壓；iabc為三相交流電流；為三相交流電流參考值；UC為各子模塊的電容電壓。從圖3可以看出，相比傳統(tǒng)控制策略，本文所提無差拍控制不需要PI調(diào)制環(huán)節(jié)，所需坐標(biāo)變換次數(shù)也較少，從而簡化了控制系統(tǒng)。

圖3 系統(tǒng)控制流程Fig. 3 Control process of the system

3 仿真驗證

為了驗證本文所方法在降低電流畸變率上的有效性，在Matlab中分別搭建了采用NLM、CPSPWM和無差拍控制下的MMC仿真模型，配電網(wǎng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。仿真系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

圖4 中壓直流配電網(wǎng)結(jié)構(gòu)Fig. 4 Topology of medium voltage DC distribution network

表1 仿真參數(shù)Table 1 Data of the simulation

在3種控制策略下，a相輸出電壓和電流波形分別如圖5～6所示。結(jié)合圖5和圖6可以看出，雖然在CPS-PWM和無差拍控制下，電壓電平切換時均發(fā)生了多次跳變，但跳變原理不同。在CPS-PWM控制下跳變是因為載波數(shù)量較多，且各電平跳變次數(shù)一定。在無差拍控制下跳變是因為對參考電流進(jìn)行了實時跟蹤，各電平跳變次數(shù)不一。由于MMC電平數(shù)量少，NLM控制下的輸出電流畸變率明顯上升。在CPS-PWM和無差拍電流控制下，電壓的多次跳變使電平切換得以平穩(wěn)過渡，從而降低交流側(cè)的諧波含量。

圖5 不同控制策略下MMC輸出電壓Fig. 5 Output voltage of MMC with different control strategies

圖6 不同控制策略控制下MMC輸出電流Fig. 6 Output current of MMC with different control strategies

3種控制策略下的快速傅立葉變換（fast Fourier transform，F(xiàn)FT）分析結(jié)果如圖7所示。結(jié)合圖5～7可以看出，NLM調(diào)制下總諧波畸變（total harmonic distortion，THD）含量為8.12%，以5次諧波為主，占總諧波的61.57%。CPSPWM調(diào)制下THD含量為2.44%，以5次諧波為主，占總諧波的81.97%。無差拍調(diào)制下THD含量為2.09%，以11和19次諧波為主，占總諧波的76.56%。因此，在MMC子模塊數(shù)較少的情況下，無差拍控制策略下對參考電流的跟蹤會使電流畸變率進(jìn)一步降低，從而提高交流側(cè)輸出電能質(zhì)量。

圖7 3種控制策略下FFT分析結(jié)果Fig. 7 Analysis results of FFT with three control strategies

3種控制策略下1 s內(nèi)a相上橋臂子模塊的平均總開通次數(shù)如圖8所示。從圖8中可以看出，無差拍控制策略下的開關(guān)次數(shù)介于NLM與CPSPWM之間。當(dāng)采用無差拍控制策略時，若不采取適當(dāng)?shù)木鶋翰呗裕? s末子模塊開關(guān)次數(shù)均值將達(dá)到550次，大于NLM調(diào)制下的460次。采用均壓控制后無差拍控制下的開關(guān)次數(shù)均值降低至460次左右，基本與NLM調(diào)制下的次數(shù)持平。因此，相比其他2種控制策略，使用無差拍控制策略時子模塊通斷頻率較低。當(dāng)采用降頻均壓后，子模塊通斷頻率進(jìn)一步降低，從而降低了MMC的整體損耗。

圖8 3種控制策略下子模塊開通次數(shù)Fig. 8 Opening times of sub-modules of three control strategies

采用均壓控制前后，a相上橋臂各子模塊電容電壓波形如圖9所示。從圖9中可以看出，雖然均壓控制后，電容電壓的波動幅度有所增加，但仍穩(wěn)定在額定值7 500 V左右，上下波動幅度不超過±0.5%，基本滿足MMC對子模塊電容電壓的要求。由于引入電容電壓閾值和保持因子，因此各子模塊盡可能保持當(dāng)前的運(yùn)行狀態(tài)，使得橋臂上各子模塊電容電壓波形差異增大，從而降低子模塊的開關(guān)頻率。

圖9 各子模塊電容電壓Fig. 9 Capacitance voltage of each sub-module

4 結(jié)語

本文針對中壓直流配電網(wǎng)中MMC因模塊數(shù)量少而導(dǎo)致電流畸變率高的問題，將無差拍電流控制引入到少模塊的MMC換流器，并提出了相應(yīng)的均壓控制策略。該控制策略通過參考電流與實際電流的差值直接計算子模塊投切個數(shù)，無須經(jīng)過調(diào)制波調(diào)制且不需要PI調(diào)制。在Matlab中搭建了中壓直流配電網(wǎng)中MMC的仿真模型。仿真結(jié)果表明，所提控制策略不僅能有效提高少模塊MMC輸出電流質(zhì)量，而且可以保持各電容電壓平衡。