考慮電能質(zhì)量優(yōu)化的模塊化固態(tài)變壓器及控制策略研究

楊紅品， 袁 至， 王維慶， 何 山， 劉麗莉

（新疆大學(xué) 可再生能源發(fā)電與并網(wǎng)控制教育部工程研究中心， 新疆 烏魯木齊 830047）

0 引言

風(fēng)電、 光伏等可再生能源接入配電網(wǎng)需要使用大量電力電子器件， 這導(dǎo)致大量諧波注入電力系統(tǒng)以及電網(wǎng)電流出現(xiàn)三相不平衡[1]，[2]，同時配電網(wǎng)中由于短路故障、 負(fù)荷不對稱等造成電網(wǎng)電壓三相不平衡，導(dǎo)致電流質(zhì)量進一步惡化[3]。 目前，常見電能質(zhì)量治理手段是采用DVR，APF，UPQC等附加裝置[4]～[6]， 但這些設(shè)備都基于補償原理實現(xiàn)，治理存在滯后性[7]，也增加了投入成本。 新型智能化的固態(tài)變壓器，集電氣隔離、電壓變換、潮流控制、無功補償?shù)裙δ苡谝惑w[8]，具備隔離多種故障的能力， 被認(rèn)為是優(yōu)化配電網(wǎng)電能質(zhì)量行之有效的技術(shù)手段。

近年， 固態(tài)變壓器因其具備隔離多種故障的能力而備受關(guān)注[8]。 文獻(xiàn)[9]提出一種固態(tài)變壓器優(yōu)化微網(wǎng)電壓質(zhì)量的控制策略， 可有效抑制諧波負(fù)荷。 文獻(xiàn)[10]～[12]中單相級聯(lián)H 橋型固態(tài)變壓器的輸出級采用主從逆變器控制方式， 以提升帶不平衡負(fù)載與非線性負(fù)載運行的能力， 有效隔離了輸出側(cè)與輸入側(cè)之間的電能質(zhì)量問題。 文獻(xiàn)[13]，[14]研究了三相級聯(lián)H 橋型固態(tài)變壓器，可有效抑制電壓三相不平衡。文獻(xiàn)[15]研究了級聯(lián)H 橋型固態(tài)變壓器輸入側(cè)電壓暫降時，輸出側(cè)仍能保持良好的電能質(zhì)量。文獻(xiàn)[16]提出用級聯(lián)H 橋型固態(tài)變壓器治理配電網(wǎng)電能質(zhì)量的方法，可有效抑制網(wǎng)側(cè)電壓暫降、突升，隔離諧波污染等電能質(zhì)量問題。 文獻(xiàn)[17]將典型AC/DC/AC 拓?fù)涞墓虘B(tài)變壓器用于交直流混合微網(wǎng)，有效隔離了網(wǎng)側(cè)諧波、電壓三相不平衡、電壓暫降對輸出側(cè)電能質(zhì)量的影響，但未對網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量進行優(yōu)化， 且該拓?fù)鋵嶋H耐壓能力有限。在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面，現(xiàn)有研究的固態(tài)變壓器大多基于級聯(lián)H 橋型，該類型的固態(tài)變壓器無公共中高壓直流母線， 輸出直流電壓中存在低頻波動， 必須增加濾波裝置才能提升直流電壓質(zhì)量。此外，使用大量的高頻變壓器導(dǎo)致功率密度降低[18]。文獻(xiàn)[18]首次提出基于模塊化多電平換流器（Modular Multilevel Converter，MMC）的模塊化固態(tài)變壓器拓?fù)洌?不僅所需濾波裝置與高頻變壓器數(shù)量少，而且具備中、低壓直流母線，在配電網(wǎng)中頗具優(yōu)勢。 文獻(xiàn)[19]驗證了基于MMC 的固態(tài)變壓器對網(wǎng)側(cè)電壓突變與三相不平衡的隔離能力， 但研究未涉及網(wǎng)側(cè)諧波治理以及未對電流質(zhì)量進行優(yōu)化。

本文采用基于MMC 的模塊化固態(tài)變壓器對三相不平衡與諧波進行治理， 考慮到傳統(tǒng)方式分離正、 負(fù)序分量需要進行復(fù)雜的計算以及鎖相環(huán)所引入的延遲， 提出一種基于改進瞬時對稱分量法電流分序控制（Instantaneous Symmetrical Component-Current Sequence Control，ISC-CSC） 的輸入級控制策略，在MATLAB/simulink 中建立系統(tǒng)模型， 對網(wǎng)側(cè)電壓不平衡、 諧波污染進行仿真測試。與傳統(tǒng)控制方式相比，所提方案的仿真結(jié)果提升了網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量與直流母線電壓質(zhì)量， 同時能有效抑制功率中的二倍頻波動，驗證了所提ISCCSC 方式控制模塊化固態(tài)變壓器優(yōu)化電能質(zhì)量問題的優(yōu)越性。

1 系統(tǒng)拓?fù)浼軜?gòu)

本文所研究的模塊化固態(tài)變壓器由輸入級、隔離級、輸出級3 部分構(gòu)成，如圖1 所示。

圖1 模塊化固態(tài)變壓器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與系統(tǒng)架構(gòu)Fig.1 Circuit topology of modular solid-state transformer and system architecture

輸入級通過MMC 將中壓交流轉(zhuǎn)換為中壓直流向后兩級供電， 由于MMC 的各子模塊的連接方式為串聯(lián)結(jié)構(gòu)， 便于向不同電壓等級拓展，還可以通過設(shè)置無功參考量，控制網(wǎng)側(cè)按給定功率因數(shù)運行。 隔離級的多個DC-DC 變換器通過輸入串聯(lián)輸出并聯(lián) （Input Series Output Parallel，ISOP）[20]的連接方式實現(xiàn)了電氣隔離和電壓變換。MMC 輸出的10 kV 中壓直流首先被各DC-DC 變換器的輸入側(cè)均分， 然后通過各個DC-DC 變換器內(nèi)部的單相全控橋逆變器被調(diào)制成750 V 低壓直流母線，分布式風(fēng)電、光伏等可再生能源經(jīng)此直流母線并網(wǎng)可節(jié)約大量設(shè)備，且不用考慮交流并網(wǎng)時的同步問題。

輸出級交流部分由三相逆變器與LC 濾波電路組成，將隔離級輸出的低壓直流逆變?yōu)榉€(wěn)定的380 V 工頻交流，向低壓負(fù)荷供電；直流部分為雙向Buck-Boost 變換電路，用于降低750 V 直流電壓向400 V 低壓直流負(fù)載供電。

2 控制策略設(shè)計

2.1 輸入級控制策略設(shè)計

圖2 為模塊化固態(tài)變壓器的輸入級等效電路。 每個橋臂上的所有半橋子模塊可以等效為一個工頻電壓源。

圖2 輸入級等效電路Fig.2 Equivalent circuit of input stage

其中：uK，iK（K=a，b，c）分別為電網(wǎng)三相電壓和電流；uKp，uKn和iKp，iKn分別為MMC 各相上、下橋臂電壓和電流；La為橋臂電感；Ls為網(wǎng)側(cè)濾波電感；Rs為網(wǎng)側(cè)電阻；Udc為MMC 輸出的直流電壓。

2.1.2 輸入級控制策略

輸入級輸出直流電壓質(zhì)量直接決定了后兩級的電能質(zhì)量。傳統(tǒng)的輸入級采用直流電壓外環(huán)、電網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)控制，為減少電流dq 軸間的動態(tài)相互影響和提升快速響應(yīng)能力， 電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦控制。 但這種控制未考慮系統(tǒng)發(fā)生三相不對稱故障時的運行情況， 當(dāng)系統(tǒng)電壓出現(xiàn)三相不平衡時， 負(fù)序分量導(dǎo)致直流電壓出現(xiàn)二倍頻分量以及輸入電流突增，其增幅取決于三相電壓不平衡度，若是接地故障導(dǎo)致的電壓三相不平衡， 則電流幅值可能會突增數(shù)倍，甚至危及開關(guān)器件安全[23]，[24]?？紤]到網(wǎng)側(cè)電壓三相不平衡運行情況下傳統(tǒng)雙環(huán)控制方式的不足，本文提出一種ISC-CSC 方式的

由于式中電流d，q 軸分量之間存在耦合項，因此，本文采用PI 控制器對其進行解耦，輸出控制變量為

式中：Kpc，Kic分別為電流內(nèi)環(huán)的比例、積分系數(shù)。

MMC 采用基于載波移相調(diào)制技術(shù)（Carrier Phase Shift Pulse Width Modulation，CPS-PWM）[25]的電容電壓均衡控制， 輸入級控制如圖3 所示。

圖3 輸入級控制策略Fig.3 Input stage control strategy

為抑制不平衡時系統(tǒng)負(fù)序電流對電力電子器件的影響，設(shè)置負(fù)序電流的d，q 軸參考值為0，當(dāng)系統(tǒng)電壓未出現(xiàn)三相不平衡時，負(fù)序電流環(huán)控制無作用，此時仍為傳統(tǒng)控制，若出現(xiàn)電壓三相不平衡，則負(fù)序電流環(huán)迅速投入控制。 諧波治理原理如圖4 所示。

圖4 諧波分析原理圖Fig.4 Schematic diagram of harmonic analysis

當(dāng)系統(tǒng)受諧波污染時，網(wǎng)側(cè)電流由基波與諧波成分構(gòu)成，電流可以表示為

由于諧波與基波頻率不等， 導(dǎo)致疊加后不同時刻的三相電流相量的幅值不再是穩(wěn)定值， 出現(xiàn)三相電流不對稱，即當(dāng)電流受到低次諧波污染時，相當(dāng)于不平衡工況的一種特殊方式。此時，對其進行不平衡控制即可實現(xiàn)諧波治理，諧波幅值越大，則治理效果越明顯。

2.2 隔離級控制策略

隔離級一次側(cè)H 橋采用占空比為50%的互補觸發(fā)脈沖開環(huán)控制， 考慮到隔離級的各個高頻變壓器可能存在參數(shù)不匹配、 并聯(lián)的直流電壓不相等引起的功率分配不均衡，而產(chǎn)生環(huán)流，隔離級二次側(cè)H 橋采用雙環(huán)控制策略，如圖5 所示。

圖5 隔離級控制策略Fig.5 Isolation stage control strategy

2.3 輸出級控制策略

模塊化固態(tài)變壓器的輸出級交流端口由三相逆變器和LC 濾波電路構(gòu)成，本文采用三相全橋逆變器輸出電壓和濾波電感電流相結(jié)合的雙環(huán)解耦控制，有較好的限流能力和動態(tài)響應(yīng)性能[26]，[27]。 同時，為了提高抗負(fù)載擾動的能力，將負(fù)載電壓uL電流iL的d，q 軸分量前饋補償?shù)娇刂葡到y(tǒng)中， 實現(xiàn)了負(fù)載擾動時電壓電流快速調(diào)整。 雙閉環(huán)控制器均采用PI 解耦，輸出級整體控制如圖6 所示。

圖6 輸出級控制策略Fig.6 Output stage control strategy

3 仿真和結(jié)果分析

針對配電網(wǎng)中的三相不平衡、非全相運行、諧波污染等電能質(zhì)量問題， 基于MATLAB/simulink搭建了圖1 的系統(tǒng)仿真模型， 分析模塊化固態(tài)變壓器對各指標(biāo)改善的效果。 設(shè)置網(wǎng)側(cè)交流電壓有效值為5 kV，中壓直流母線電壓參考值為10 kV，低壓直流母線電壓為750 V，交流輸出電壓為380 V，直流輸出電壓為400 V，MMC 半橋子模塊數(shù)量為10，其余仿真參數(shù)如表1 所示。

表1 主要仿真參數(shù)Table 1 Main simulation parameters

3.1 網(wǎng)側(cè)電壓不平衡試驗

為驗證在網(wǎng)側(cè)電壓三相不平衡工況下， 本文所提ISC-CSC 控制的模塊化固態(tài)變壓器對電能質(zhì)量的優(yōu)化效果，為了不失一般性，以單相瞬時接地故障造成的網(wǎng)側(cè)電壓三相不平衡為例進行分析。 0.25 s 時網(wǎng)側(cè)a 相發(fā)生電阻性接地，接地電阻為4 Ω，網(wǎng)側(cè)電壓出現(xiàn)三相不平衡，故障相電壓幅值跌落至穩(wěn)態(tài)值的89%， 由于中性點直接接地，非故障相電壓仍為穩(wěn)態(tài)值，0.3 s 時故障切除；0.35 s 時a 相經(jīng)0.5 Ω 電阻接地，故障相電壓幅值跌落至穩(wěn)態(tài)值的50%，0.4 s 時恢復(fù)正常運行狀態(tài)；0.45 s 時網(wǎng)側(cè)a 相經(jīng)0.01 Ω 電阻接地， 故障相電壓幅值跌落至穩(wěn)態(tài)值的2%，0.5 s 時故障切除，整個過程中網(wǎng)側(cè)電壓變化波形如圖7 所示。傳統(tǒng)PI 控制的仿真波形[19]如圖8 所示。 本文所提策略的仿真波形如圖9 所示。

圖7 網(wǎng)側(cè)電壓變化波形Fig.7 Voltage variation waveform at grid side

圖8 傳統(tǒng)控制仿真波形Fig.8 Simulation waveform of traditional control

圖9 ISC-CSC 仿真波形Fig.9 Simulation waveform of ISC-CSC

由圖8 可知，當(dāng)輸入側(cè)發(fā)生單相接地故障時，網(wǎng)側(cè)電壓出現(xiàn)三相不平衡，由于傳統(tǒng)PI 控制未對負(fù)序電流進行抑制，電流出現(xiàn)嚴(yán)重的三相不平衡，尤其在0.45～0.5 s 時，a 相經(jīng)0.01 Ω 電阻接地，此時電流的幅值與相位均存在較為嚴(yán)重的三相不平衡故障， 造成電流迅速上升， 必將增加損耗與發(fā)熱，這可能致使輸入級的IGBT 燒損，同時，三相不平衡電流會增加電網(wǎng)線路損耗，降低電能質(zhì)量。在瞬時接地故障導(dǎo)致的電壓三相不平衡工況下，本文控制策略下電流仍可維持三相平衡， 故障切除后電流迅速恢復(fù)穩(wěn)態(tài)值， 有效解決了瞬時單相接地故障導(dǎo)致的不平衡問題。 網(wǎng)側(cè)電壓三相不平衡時， 中壓直流母線與功率波形中均出現(xiàn)二倍頻波動。 而在本文ISC-CSC 方式下，電流三相不平衡得到了有效抑制， 消除了中壓直流母線以及降低了功率波形中的二倍頻分量。 由于固態(tài)變壓器中間直流環(huán)節(jié)的解耦作用， 實現(xiàn)了故障在輸入級與輸出級之間的隔離。

3.2 網(wǎng)側(cè)諧波治理試驗

圖10 為網(wǎng)側(cè)諧波污染時的仿真工況，0.25 s時網(wǎng)側(cè)電壓中注入幅值為0.1 p.u.、相位為-20°的5次正序諧波分量，0.3 s 消除諧波，0.35 s 時注入幅值為0.1 p.u.、 相位為30°的7 次正序諧波分量，0.4 s 消除諧波，0.45 s 時注入幅值為0.2 p.u.、相位為30 °的5 次正序諧波分量與幅值為0.15 p.u.、相位為30°的7 次負(fù)序諧波，持續(xù)時間0.05 s。 與圖11 的傳統(tǒng)PI 控制比較，本文ISC-CSC 方式控制的模塊化固態(tài)變壓器， 對電能質(zhì)量的優(yōu)化效果如圖12 所示。

圖10 輸入電壓波形Fig.10 Input voltage waveform on grid side

圖11 傳統(tǒng)控制仿真波形Fig.11 Simulation waveform of traditional control

圖12 ISC-CSC 仿真波形Fig.12 Simulation waveform of ISC-CSC

對比圖11（a）與圖12（a）可知：在0.25 s 時電壓中注入5 次諧波， 經(jīng)FFT 分析， 電壓THD 為9.12%，此時在傳統(tǒng)控制下的電流出現(xiàn)諧波污染，THD 為51.1%，而在本文控制方式下的電流仍保持較高的質(zhì)量，THD 僅為5.18%；0.35 s 時電壓中注入7 次諧波，電壓THD 為9.13%，傳統(tǒng)PI 控制下電流THD 為52.56%， 而在本文ISC-CSC 控制下電流THD 僅為4.91%；0.45 s 時電壓諧波污染增 加， 同 時 注 入5，7 次 諧 波， 電 壓THD 為22.78%， 此時, 傳統(tǒng)控制下電流諧波污染嚴(yán)重，THD 高達(dá)168.62%，而本文ISC-CSC 方式下THD僅為10.44%， 有效降低了電流諧波。 對比圖11（b），（c）與圖12（b），（c）可知，在電網(wǎng)諧波污染時，本文ISC-CSC 方式下的直流電壓波動略小于傳統(tǒng)控制， 功率波動幅度則遠(yuǎn)小于傳統(tǒng)控制。 此外，由于直流母線電壓被控制在允許的范圍內(nèi)，此時輸出交直流配電保持良好的供電質(zhì)量。

在整個仿真過程中， 兩種控制方式下的輸出側(cè)低壓交流負(fù)載端口與直流負(fù)載端口均保持較好的電能質(zhì)量， 這是由固態(tài)變壓器本身的特性所決定的。經(jīng)過中間直流環(huán)節(jié)解耦，即可實現(xiàn)輸入與輸出端的故障隔離， 但在模塊化固態(tài)變壓器的傳統(tǒng)控制方式下的電能質(zhì)量優(yōu)化， 僅考慮到自身優(yōu)勢決定的三相不平衡故障、諧波污染問題的隔離，并未真正涉及到對配電網(wǎng)電能質(zhì)量的治理。 而在本文的ISC-CSC 方式下， 不僅可以實現(xiàn)故障隔離，同時可以對配電網(wǎng)電能質(zhì)量進行治理， 在電壓三相不平衡、諧波污染工況下提升了網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量，對中壓直流母線電壓質(zhì)量也有一定提升。

4 結(jié)論

本文提出了一種ISC-CSC 輸入級控制策略，并建立MATLAB/simulink 模型進行仿真測試，通過與固態(tài)變壓器的傳統(tǒng)控制方式進行比較， 得出以下結(jié)論。

①所提方案不僅能隔離網(wǎng)側(cè)電壓三相不平衡與諧波污染對負(fù)載側(cè)的影響， 同時也具備較強的治理能力， 與傳統(tǒng)控制方式下的模塊化固態(tài)變壓器相比較，ISC-CSC 策略降低了網(wǎng)側(cè)電流三相不平衡度與電流總諧波畸變率。 ②當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓發(fā)生三相不平衡與諧波污染時， 所提控制方式能消除模塊化固態(tài)變壓器直流母線電壓中的二倍頻分量，降低功率中的二倍頻分量波動幅度。