基于切換調(diào)制波的三電平有源中點(diǎn)鉗位逆變器優(yōu)化容錯(cuò)技術(shù)研究

衛(wèi) 煒 高 瞻 趙牧天 趙 魯 李耀華 葛瓊璇

基于切換調(diào)制波的三電平有源中點(diǎn)鉗位逆變器優(yōu)化容錯(cuò)技術(shù)研究

衛(wèi) 煒1,2高 瞻1,2趙牧天1,2趙 魯1李耀華1,2葛瓊璇1

（1. 中國(guó)科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（中國(guó)科學(xué)院電工研究所） 北京 100190 2. 中國(guó)科學(xué)院大學(xué) 北京 100049）

傳統(tǒng)基于空間矢量脈寬調(diào)制的容錯(cuò)技術(shù)可在不增加硬件設(shè)備的情況下實(shí)現(xiàn)三電平有源中點(diǎn)鉗位（ANPC）逆變器的容錯(cuò)運(yùn)行，但存在兩電平跳變、中點(diǎn)電壓不平衡和輸出電流畸變的缺陷。為解決以上缺陷，該文首先分析了三電平ANPC逆變器在開(kāi)路故障時(shí)的有效開(kāi)關(guān)狀態(tài)，然后推導(dǎo)了控制三相只輸出負(fù)、零電平和正、零電平的調(diào)制波；然后在此基礎(chǔ)上，依據(jù)故障相電流方向切換使用調(diào)制波并利用有效開(kāi)關(guān)狀態(tài)輸出三相電平，提出基于切換調(diào)制波的優(yōu)化容錯(cuò)技術(shù)（OFTBSM）及其中點(diǎn)電壓平衡控制策略；最后，分析OFTBSM的容錯(cuò)性能、中點(diǎn)電壓波動(dòng)和諧波性能。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，OFTBSM可使三電平ANPC逆變器在單相最多四個(gè)器件同時(shí)開(kāi)路時(shí)保持平穩(wěn)運(yùn)行，并可防止兩電平跳變、降低電流諧波、控制中點(diǎn)電壓平衡。此外，OFTBSM還具備魯棒性強(qiáng)、計(jì)算簡(jiǎn)單、實(shí)現(xiàn)方便的優(yōu)點(diǎn)。

三電平有源中點(diǎn)鉗位逆變器 容錯(cuò) 切換調(diào)制波 開(kāi)路故障 中點(diǎn)電壓平衡

0 引言

三電平有源中點(diǎn)鉗位（Active-Neutral-Point- Clamped, ANPC）逆變器主電路拓?fù)淙鐖D1所示。相比傳統(tǒng)兩電平逆變器，三電平ANPC逆變器具備器件電壓應(yīng)力低、輸出電壓和電流質(zhì)量高等優(yōu)點(diǎn)[1-2]；相比傳統(tǒng)三電平NPC逆變器，三電平ANPC逆變器可使各開(kāi)關(guān)器件的損耗分布更加均衡，從而具備更高的輸出容量[3-5]?；谝陨蟽?yōu)勢(shì)，三電平ANPC逆變器在牽引傳動(dòng)、光伏發(fā)電、挖掘盾構(gòu)等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用[6-7]。

圖1 三電平ANPC逆變器主電路拓?fù)?/p>

受當(dāng)前電力電子技術(shù)水平限制，逆變器的可靠性遠(yuǎn)低于機(jī)電裝置其他部分，其中開(kāi)關(guān)器件故障是逆變器故障的主要類(lèi)型，占比約為38%[8]。為提高三電平ANPC逆變器的可靠性和安全性，研究其在器件故障下的容錯(cuò)技術(shù)具有重要意義[9-18]。

文獻(xiàn)[9-11]通過(guò)構(gòu)建容錯(cuò)拓?fù)鋪?lái)實(shí)現(xiàn)三電平ANPC逆變器的容錯(cuò)運(yùn)行。其中，文獻(xiàn)[9-10]通過(guò)在每相增設(shè)晶閘管和熔斷器，提出了可在單相最多三個(gè)器件同時(shí)故障時(shí)避免調(diào)制比下降并輸出三相對(duì)稱電流的容錯(cuò)拓?fù)?，但該拓?fù)鋾?huì)導(dǎo)致相電壓兩電平跳變。文獻(xiàn)[11]通過(guò)在每相增設(shè)雙刀雙擲開(kāi)關(guān)和晶閘管，提出了可提高器件利用率并容錯(cuò)多種器件故障情況的器件共享型容錯(cuò)拓?fù)?，但該拓?fù)渫瑯哟嬖趦呻娖教儭４送?，文獻(xiàn)[9-11]的容錯(cuò)拓?fù)渚柙黾宇~外的硬件設(shè)備，故存在體積大、成本高的缺陷。

文獻(xiàn)[12-15]基于空間矢量脈寬調(diào)制（Space Vector PWM, SVPWM）來(lái)實(shí)現(xiàn)三電平ANPC逆變器的容錯(cuò)運(yùn)行。其中，文獻(xiàn)[12-13]提出了利用冗余空間矢量的容錯(cuò)策略，但該策略在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)存在兩電平跳變、中點(diǎn)電壓不平衡和輸出電流畸變的缺陷。為降低中點(diǎn)電壓波動(dòng)；文獻(xiàn)[14]提出一種基于改進(jìn)SVPWM的容錯(cuò)策略，但該策略會(huì)導(dǎo)致輸出電流畸變。為優(yōu)化電能質(zhì)量，文獻(xiàn)[15]通過(guò)修改空間矢量序列，提出了適用于多個(gè)器件開(kāi)路故障的容錯(cuò)策略，但該策略會(huì)造成兩電平跳變。此外，文獻(xiàn)[12-15]的容錯(cuò)策略均需計(jì)算空間矢量的作用時(shí)間，且均需設(shè)計(jì)至少三組容錯(cuò)空間矢量序列，故存在計(jì)算復(fù)雜、難以拓展的缺陷。

文獻(xiàn)[16-18]基于載波脈寬調(diào)制（Carrier Based PWM, CBPWM）來(lái)實(shí)現(xiàn)三電平ANPC逆變器的容錯(cuò)運(yùn)行。其中，文獻(xiàn)[16]提出了將故障相鉗位于零電平的容錯(cuò)策略，該策略可以防止兩電平跳變，但會(huì)導(dǎo)致三相電流不對(duì)稱。為輸出三相對(duì)稱電流，文獻(xiàn)[17]通過(guò)將三電平ANPC逆變器劃分為四個(gè)兩電平子逆變器，提出了可容錯(cuò)多個(gè)器件開(kāi)路故障的容錯(cuò)策略，但未考慮中點(diǎn)電壓平衡控制。為平衡中點(diǎn)電壓，文獻(xiàn)[18]通過(guò)注入改進(jìn)的零序電壓，提出了基于混合CBPWM的開(kāi)路故障容錯(cuò)策略。該策略可容錯(cuò)不同開(kāi)路故障情況，但在故障相工作于兩電平模式時(shí)，會(huì)出現(xiàn)兩電平跳變。

綜合上述容錯(cuò)技術(shù)研究現(xiàn)狀，基于CBPWM的容錯(cuò)技術(shù)可在不增加系統(tǒng)成本和體積的情況下簡(jiǎn)單方便地實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)控制，但可在多個(gè)器件同時(shí)故障時(shí)防止兩電平跳變、降低電流畸變并控制中點(diǎn)電壓平衡的容錯(cuò)技術(shù)仍需進(jìn)一步研究。

此外，器件故障可分為短路和開(kāi)路兩種情況。其中，由于器件短路故障發(fā)生的時(shí)間一般極短，難以檢測(cè)，通常在橋臂中串聯(lián)快速熔斷器來(lái)隔離故障，從而轉(zhuǎn)換為開(kāi)路故障[18]。因此，本文主要研究器件開(kāi)路時(shí)的容錯(cuò)技術(shù)。

本文首先分析了三電平ANPC逆變器的開(kāi)路故障特性，然后推導(dǎo)了控制三相只輸出負(fù)、零電平和正、零電平的調(diào)制波。在此基礎(chǔ)上，依據(jù)故障相電流方向切換使用調(diào)制波并利用有效開(kāi)關(guān)狀態(tài)輸出三相電平，提出了基于切換調(diào)制波的優(yōu)化容錯(cuò)技術(shù)（Optimal Fault-Tolerant Technique Based on Switching Modulation Wave, OFTBSM）及其中點(diǎn)電壓平衡控制策略。最后，分析了OFTBSM的容錯(cuò)性能、中點(diǎn)電壓波動(dòng)和諧波性能，并通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了OFTBSM的有效性。

1 三電平ANPC逆變器開(kāi)路故障特性分析

1.1 ANPC逆變器的開(kāi)關(guān)狀態(tài)

為分析三電平ANPC逆變器的開(kāi)路故障特性，首先分析三電平ANPC逆變器的電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)。定義三電平ANPC逆變器的正、零、負(fù)電平分別為P、O、N，則可將三電平ANPC逆變器各空間矢量總結(jié)于圖2。其中，諸如0°、60°等角度為對(duì)應(yīng)度數(shù)相位，ONP、PNO等變量代表特定空間矢量。如ONP，代表A相、B相、C相分別輸出O、N、P電平的空間矢量。將圖2依據(jù)相位位置劃分成六個(gè)扇區(qū)，每個(gè)扇區(qū)又可進(jìn)一步分為六個(gè)區(qū)域。

圖2 三電平ANPC逆變器的空間矢量圖

圖2中各空間矢量可分類(lèi)為零矢量、P型小矢量、N型小矢量、中矢量和大矢量。其中，零矢量和小矢量存在冗余空間矢量。定義三電平逆變器直流側(cè)電壓為2，各空間矢量的類(lèi)型可見(jiàn)表1。

表1 ANPC逆變器各空間矢量分類(lèi)

Tab.1 Classification of space vectors for ANPC inverter

由于三電平ANPC逆變器在每相鉗位二極管處反并聯(lián)了有源開(kāi)關(guān)器件，故其具備冗余零電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)。以圖1中A相橋臂為例，將三電平ANPC逆變器的各電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)列于表2。

表2 三電平ANPC逆變器各電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)

Tab.2 Level switching state of three-level ANPC inverter

1.2 ANPC逆變器的開(kāi)路故障特性

有源器件開(kāi)路一般由門(mén)極驅(qū)動(dòng)故障或半導(dǎo)體鍵合線移位導(dǎo)致，故在器件開(kāi)路時(shí)，與之反并聯(lián)的二極管可正常使用[19]。假定A相Sa1、Sa2或Sa5開(kāi)路，三電平ANPC逆變器的電流路徑如圖3所示。其中，電流正/負(fù)方向分別代表電流流出/流入逆變器。

由圖3分析器件開(kāi)路故障對(duì)三電平ANPC逆變器的影響，可得出以下結(jié)論：

1）針對(duì)Sa1開(kāi)路故障，當(dāng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)為P1時(shí)，若電流方向?yàn)檎潆娏髁魍窂接蒘a1→Sa2畸變?yōu)閂Da5→Sa2，導(dǎo)致三電平ANPC逆變器輸出電平由P畸變?yōu)镺；若電流方向?yàn)樨?fù)，其電流流通路徑在故障前后保持一致，均為VDa2→VDa1，三電平ANPC逆變器可正常輸出P電平。

2）針對(duì)Sa2開(kāi)路故障，當(dāng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)為OU1時(shí)，若電流方向?yàn)檎?，其電流流通路徑由VDa5→Sa2畸變?yōu)閂Da4→VDa3，導(dǎo)致三電平ANPC逆變器輸出電平由O畸變?yōu)镹；若電流方向?yàn)樨?fù)，其電流流通路徑在故障前后保持一致，均為VDa2→Sa5，三電平ANPC逆變器可正常輸出O電平。

3）針對(duì)Sa5開(kāi)路故障，當(dāng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)為OU1時(shí)，若電流方向?yàn)檎?，其電流流通路徑在故障前后保持一致，均為VDa5→Sa2，三電平ANPC逆變器可正常輸出O電平；若電流方向?yàn)樨?fù)，其電流流通路徑由VDa2→Sa5畸變?yōu)閂Da2→VDa1，導(dǎo)致三電平ANPC逆變器輸出電平由O畸變?yōu)镻。

基于同樣的思路，將由器件開(kāi)路故障導(dǎo)致的三電平ANPC逆變器異常電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)總結(jié)于表3。從中可知，在Sa1或Sa2開(kāi)路且電流方向?yàn)檎龝r(shí)，P1和P2均異常，ANPC逆變器無(wú)法輸出P電平；在Sa3或Sa4開(kāi)路且電流方向?yàn)樨?fù)時(shí)，N1和N2均異常，ANPC逆變器無(wú)法輸出N電平；而在Sa2和Sa6開(kāi)路且電流方向?yàn)檎?，或Sa3和Sa5開(kāi)路且電流方向?yàn)樨?fù)時(shí)，OU1、OU2、O1和OL1、OL2、O2均異常，ANPC逆變器無(wú)法輸出O電平。

表3 開(kāi)路故障對(duì)ANPC逆變器開(kāi)關(guān)狀態(tài)的影響

Tab.3 The influence of open-switch faults on the switching state of ANPC inverter

除導(dǎo)致電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)異常外，器件開(kāi)路還會(huì)導(dǎo)致輸出電流畸變，而畸變的電流又會(huì)進(jìn)一步對(duì)中點(diǎn)電壓平衡產(chǎn)生不良影響。以Sa1或Sa5開(kāi)路為例，其對(duì)三電平ANPC逆變器輸出電壓和電流的影響如圖4所示。分析可知，在器件發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，故障相的輸出電流平均值并不為零，可將其作為判斷三電平ANPC逆變器是否進(jìn)入容錯(cuò)運(yùn)行的條件。

1.3 ANPC逆變器開(kāi)路時(shí)的有效開(kāi)關(guān)狀態(tài)

由于開(kāi)路故障會(huì)導(dǎo)致ANPC逆變器的部分電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)異常，故為正確輸出三相電平，ANPC逆變器在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)需使用有效的電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)[20]。

基于表3，三電平ANPC逆變器在開(kāi)路故障時(shí)的有效電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇方法（以A相為例）為：

1）當(dāng)Sa3和Sa5或Sa2和Sa6同時(shí)發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，各O電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)均異常，ANPC逆變器立刻停機(jī)。

2）當(dāng)只有Sa1和Sa4發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，各O電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)均可正常使用，故按損耗均衡控制策略選擇各O電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

3）當(dāng)Sa2和Sa5單獨(dú)或同時(shí)發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，O電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇OL2。

4）當(dāng)Sa3和Sa6單獨(dú)或同時(shí)發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，O電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇OU2。

5）當(dāng)Sa2和Sa3同時(shí)發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，O電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇O2。

6）當(dāng)Sa5和Sa6同時(shí)發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，O電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇O1。

2 OFTBSM及其中點(diǎn)電壓平衡控制策略

為在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)防止兩電平跳變、降低電壓畸變并控制中點(diǎn)電壓平衡，在本節(jié)研究適用于ANPC逆變器的OFTBSM及其中點(diǎn)電壓平衡控制策略。

2.1 OFTBSM的調(diào)制波

文獻(xiàn)[16]通過(guò)將故障相鉗位于零電平，在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)防止了兩電平跳變，但會(huì)導(dǎo)致輸出電流諧波增大。為在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)降低電壓畸變，OFTBSM作用下的故障相應(yīng)可輸出三種電平狀態(tài)。

依據(jù)三電平ANPC逆變器開(kāi)路故障特性分析結(jié)果，在Sa1或Sa2開(kāi)路且電流方向?yàn)檎?、Sa3或Sa4開(kāi)路且電流方向?yàn)樨?fù)時(shí)，開(kāi)關(guān)狀態(tài)P1和P2、N1和N2異常，三電平ANPC逆變器無(wú)法輸出P、N電平。作為對(duì)比，在Sa1或Sa2開(kāi)路且電流方向?yàn)樨?fù)、Sa3或Sa4開(kāi)路且電流方向?yàn)檎龝r(shí)，三電平ANPC逆變器可通過(guò)各開(kāi)關(guān)器件的反并聯(lián)二極管正常輸出P、N電平。因此，為使得故障相可輸出三種電平狀態(tài)，OFTBSM需保證故障相在電流的正半周只輸出O、N電平，并在電流的負(fù)半周只輸出O、P電平[20]。

基于以上分析，為推導(dǎo)OFTBSM的調(diào)制波，首先推導(dǎo)控制三相只輸出O、N電平的調(diào)制波。

定義控制三相只輸出O、N電平的調(diào)制波為a_ON、b_ON和c_ON，其由三相正弦波a、b和c疊加零序電壓ON得到，即

式中，為正弦波幅值。

假定參考電壓位于圖2區(qū)域6.2，三相只輸出O、N電平的矢量序列為OOO?ONO?NNO?NNN。定義OOO、ONO、NNO、NNN在單個(gè)采樣周期s的作用時(shí)間分別為00、s2、s1和(1?0)0，有

當(dāng)使用不對(duì)稱規(guī)則采樣作為采樣方式時(shí)，調(diào)制波在一個(gè)載波周期內(nèi)采樣兩次。利用Ua_ON、Ub_ON和Uc_ON與初始上升方向的載波比較得到矢量序列OOO?ONO?NNO?NNN的示意圖如圖5所示。

由圖5分析空間矢量作用時(shí)間與調(diào)制波關(guān)系得到

將式（1）和式（3）代入式（2），并取0值為0.5，可得到ON在區(qū)域6.2中的計(jì)算式為

基于同樣思路推導(dǎo)ON在其余區(qū)域的表達(dá)式為

進(jìn)一步化簡(jiǎn)式（5），可得到ON的統(tǒng)一表達(dá)式為

式中，min和max分別代表三相正弦波的最小值和最大值。將式（6）中ON疊加到正弦波，便可得到控制三相只輸出O、N電平的調(diào)制波。

然后推導(dǎo)控制三相只輸出O、P電平的調(diào)制波a_OP、b_OP、c_OP和零序電壓為OP，結(jié)果為

假定參考電壓位于圖2區(qū)域6.2，三相只輸出O、P電平的矢量序列為OOO?OOP?POP?PPP。利用a_OP、b_OP和c_OP與初始下降方向的載波比較得到OOO?OOP?POP?PPP的示意圖如圖6所示，從中可推導(dǎo)得到在區(qū)域6.2中OP的計(jì)算式為

同理，可分析得到OP在各區(qū)域的表達(dá)式為

圖6 調(diào)制波與載波比較得到輸出O、P電平的矢量序列

由式（9）可進(jìn)一步化簡(jiǎn)得到OP的統(tǒng)一表達(dá)式為

將式（10）疊加到三相正弦波，便可得到控制三相只輸出O、P電平的調(diào)制波。

基于式（1）、式（6）、式（7）和式（10），依據(jù)電流方向切換使用調(diào)制波a_ON、b_ON、c_ON和a_OP、b_OP、c_OP，便可得到OFTBSM的調(diào)制波。

2.2 OFTBSM的實(shí)現(xiàn)方法

為保證故障相在電流的正半周只輸出O、N電平，并在電流的負(fù)半周只輸出O、P電平，OFTBSM分別在故障相電流的正半周和負(fù)半周使用a_ON、b_ON、c_ON和a_OP、b_OP、c_OP作為調(diào)制波。故為實(shí)現(xiàn)OFTBSM，需首先判斷故障相的電流方向，具體方法如下。

由參考電壓采樣角確定故障相輸出電壓的過(guò)零角+和?，并由輸出負(fù)載確定功率因數(shù)角，結(jié)合+、?和，即可求得故障相輸出電流的過(guò)零角+?和??。其中，對(duì)于A相、B相和C相開(kāi)路故障，+分別為距離0°、120°和240°相角最近的采樣角，?則分別為距離180°、300°和60°相角最近的采樣角。在三電平ANPC逆變器容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)，相角區(qū)域[+?,??]和[??,+?]分別對(duì)應(yīng)故障相電流的正半周和負(fù)半周。

在判斷故障相電流方向基礎(chǔ)上，進(jìn)一步確定OFTBSM的調(diào)制波切換方法：

1）為保證故障相在電流的正半周只產(chǎn)生O、N電平，需在相位區(qū)域[+?,??]內(nèi)使用調(diào)制波a_ON、b_ON、c_ON。

2）為保證故障相在電流的負(fù)半周只產(chǎn)生O、P電平，需在相位區(qū)域[??,+?]內(nèi)使用調(diào)制波a_OP、b_OP、c_OP。

3）為使得故障相可產(chǎn)生P、O、N三種電平，在相位區(qū)域[+?,??]和[??,+?]內(nèi)，切換使用a_ON、b_ON、c_ON和a_OP、b_OP、c_OP作為三相調(diào)制波。

此外，大功率三電平變流器要嚴(yán)格防止兩電平跳變，即防止相電壓在P、N電平之間直接跳變，否則一相橋臂的器件同時(shí)動(dòng)作易造成各器件動(dòng)態(tài)壓降不等而損壞，而且會(huì)產(chǎn)生更高的d/d[21-23]。在故障相電流的正半周和負(fù)半周，OFTBSM分別控制三相電平在O、N和O、P之間相互切換，此時(shí)不會(huì)出現(xiàn)兩電平跳變。而在故障相電流的正負(fù)半周交界處，三相電平由O、N切換至O、P，可能出現(xiàn)兩電平跳變。為防止兩電平跳變，OFTBSM需保證在故障相電流正負(fù)半周交界處的三相電平狀態(tài)均為O。

對(duì)比圖5和圖6，a_ON、b_ON、c_ON與初始上升方向的載波比較可得到矢量序列OOO→NNN，a_OP、b_OP、c_OP與初始下降方向的載波比較可得到矢量序列OOO→PPP。因此，只需在相位區(qū)域[+?,??]和[??,+?]的首個(gè)采樣點(diǎn)處分別使用初始上升方向和初始下降方向的載波作為調(diào)制載波，OFTBSM便可防止兩電平跳變。

當(dāng)發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，依據(jù)以上原理切換調(diào)制波，并利用調(diào)制波與調(diào)制載波比較，可使得逆變器各相在不出現(xiàn)兩電平跳變的同時(shí)產(chǎn)生P、O、N三種電平。在此基礎(chǔ)上，利用1.3節(jié)中開(kāi)路故障下的有效電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)，可保證三電平ANPC逆變器正確輸出三相電平狀態(tài)，從而實(shí)現(xiàn)平穩(wěn)容錯(cuò)運(yùn)行。

綜合以上分析，可得到OFTBSM的具體實(shí)現(xiàn)流程如圖7所示。

圖7 OFTBSM的實(shí)現(xiàn)流程

2.3 OFTBSM的中點(diǎn)電壓平衡控制策略

只有中矢量和小矢量會(huì)對(duì)中點(diǎn)電壓產(chǎn)生影響，且同一相角處的兩冗余小矢量對(duì)中點(diǎn)電壓的影響相反[23]。在正常情況下，脈寬調(diào)制可通過(guò)調(diào)整兩冗余小矢量作用時(shí)間的方式控制中點(diǎn)電壓平衡。而在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)，由圖5和圖6可知，OFTBSM在各采樣周期的首發(fā)矢量和結(jié)尾矢量為兩冗余零矢量，其并不存在冗余小矢量，無(wú)法利用冗余小矢量控制中點(diǎn)電壓平衡。

雖然不存在冗余小矢量，OFTBSM在每個(gè)采樣周期內(nèi)使用了兩個(gè)作用時(shí)間不同且相位位置不同的小矢量。定義兩小矢量中作用時(shí)間較長(zhǎng)的為主小矢量，則中點(diǎn)電壓波動(dòng)主要由主小矢量產(chǎn)生。故對(duì)于OFTBSM，可基于移動(dòng)調(diào)制波改變主小矢量作用時(shí)間的方式控制中點(diǎn)電壓平衡[20]。為此，首先分析主小矢量作用時(shí)間與中點(diǎn)電壓的關(guān)系。

定義b為基波角頻率，ms為主小矢量產(chǎn)生的中點(diǎn)電流，Δ為中點(diǎn)電壓波動(dòng)值。其中，Δ＞0代表直流側(cè)上端電壓dc1增加；Δ＜0代表直流側(cè)下端電壓dc2增加。由主小矢量產(chǎn)生的Δ可表示為

當(dāng)dc1＞dc2時(shí)，主小矢量應(yīng)使Δ＜0。由式（11）可知，在ms＜0時(shí)，應(yīng)增加主小矢量的作用時(shí)間；ms＞0時(shí)，應(yīng)減小主矢量的作用時(shí)間。而當(dāng)dc1＜dc2時(shí)，主小矢量應(yīng)使Δ＞0，則在ms＜0時(shí)，應(yīng)減少主小矢量的作用時(shí)間；在ms＞0時(shí)，應(yīng)增加主小矢量的作用時(shí)間。

定義dc1與dc2的差值為Δdc，主小矢量對(duì)應(yīng)的調(diào)制波為ms，↑、↓分別代表應(yīng)增加、減少主小矢量的作用時(shí)間。基于以上分析，可將主小矢量作用時(shí)間與中點(diǎn)電壓的關(guān)系總結(jié)于表4。

表4 主小矢量作用時(shí)間與中點(diǎn)電壓的關(guān)系

Tab.4 The relationship between the dwell time of the main small vector and the neutral-point voltage

進(jìn)一步分析主小矢量作用時(shí)間與調(diào)制波的關(guān)系。以圖2中扇區(qū)2和5為例，上移/下移調(diào)制波對(duì)主小矢量作用時(shí)間的影響如圖8所示。

圖8 上移/下移調(diào)制波對(duì)主小矢量作用時(shí)間的影響

由圖8可知：對(duì)于0°～60°、120°～180°和240°～300°相角區(qū)域，將調(diào)制波上移/下移分別對(duì)應(yīng)減少/增加主小矢量的作用時(shí)間；而對(duì)于60°～120°、180°～240°和300°～360°相角區(qū)域，將調(diào)制波上移/下移分別對(duì)應(yīng)增加/減少主小矢量的作用時(shí)間。以上結(jié)論結(jié)合表4，可得出OFTBSM的中點(diǎn)電壓平衡控制策略。

定義a、b、c分別為A相、B相、C相電流，a0、b0、c0分別代表OFTBSM的A相、B相、C相調(diào)制波。對(duì)于0°～60°和180°～240°相角區(qū)域，令ms=b，ms=b0；對(duì)于120°～180°和300°～ 360°相角區(qū)域，令ms=c，ms=c0；對(duì)于60°～120°和240°～300°相角區(qū)域，令ms=a，ms=a0。判斷Δdc、ms、ms的乘積方向，并將其送入PI控制器得到Δ。依據(jù)Δ的值上移/下移ms，從而等效調(diào)整主小矢量的作用時(shí)間，控制中點(diǎn)電壓平衡。

OFTBSM的中點(diǎn)電壓平衡控制策略框圖如圖9所示。

圖9 OFTBSM的中點(diǎn)電壓平衡控制框圖

3 OFTBSM性能分析

針對(duì)所提出的OFTBSM，分別分析其容錯(cuò)性能、中點(diǎn)電壓波動(dòng)和諧波含量。

3.1 OFTBSM的容錯(cuò)性能

從容錯(cuò)故障比例、容錯(cuò)故障器件數(shù)量和容錯(cuò)實(shí)現(xiàn)難度三個(gè)方面，綜合分析OFTBSM的容錯(cuò)性能。

在容錯(cuò)故障比例方面，OFTBSM在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)利用了三電平ANPC逆變器的O電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)。單相器件開(kāi)路共存在63種組合情況，而O電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)只在Sa2和Sa6或Sa3和Sa5同時(shí)開(kāi)路時(shí)畸變，其只存在28種情況。在56%的開(kāi)路情況下，三電平ANPC逆變器均可正常輸出O電平。因此，OFTBSM可以容錯(cuò)三電平ANPC逆變器56%的開(kāi)路故障。

在容錯(cuò)故障器件數(shù)量方面，OFTBSM可在單相最多四個(gè)器件同時(shí)開(kāi)路時(shí)實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)運(yùn)行。在Sa2和Sa6或Sa3和Sa5不同時(shí)開(kāi)路的前提下，三電平ANPC逆變器共存在四種單相四個(gè)器件同時(shí)開(kāi)路情況：Sa1、Sa2、Sa3、Sa4開(kāi)路，Sa1、Sa4、Sa5、Sa6開(kāi)路，Sa1、Sa3、Sa4、Sa6開(kāi)路和Sa1、Sa2、Sa4、Sa5開(kāi)路。四種情況下的P、O、N電平對(duì)應(yīng)的電流流通路徑如圖10所示。

由圖10分析OFTBSM在單相四個(gè)器件同時(shí)開(kāi)路時(shí)的容錯(cuò)開(kāi)關(guān)狀態(tài)，結(jié)果總結(jié)于表5。

在容錯(cuò)實(shí)現(xiàn)的難度方面，當(dāng)不同相器件發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，由于不同相的容錯(cuò)空間矢量序列并不通用。文獻(xiàn)[12-15]中基于SVPWM的容錯(cuò)技術(shù)需重新設(shè)計(jì)容錯(cuò)空間矢量序列，且需重新計(jì)算各空間矢量的作用時(shí)間，其實(shí)現(xiàn)非常復(fù)雜。作為對(duì)比，OFTBSM依據(jù)故障相電流方向切換調(diào)制波，其可方便地實(shí)現(xiàn)不同故障情況下的容錯(cuò)控制。此外，OFTBSM基于調(diào)制波與載波比較得到三相輸出電平狀態(tài)，其還具備計(jì)算簡(jiǎn)單、拓展方便的優(yōu)勢(shì)。

圖10 P、O、N在單相四個(gè)器件開(kāi)路時(shí)的電流流通路徑

表5 OFTBSM在單相四個(gè)器件開(kāi)路時(shí)的容錯(cuò)開(kāi)關(guān)狀態(tài)

Tab.5 Fault-tolerant switching state of OFTBSM when single-phase four switching devices have open-switch faults

3.2 OFTBSM的中點(diǎn)電壓波動(dòng)

從波動(dòng)頻率和波動(dòng)幅值兩方面，分析OFTBSM的中點(diǎn)電壓波動(dòng)。

首先分析中點(diǎn)電壓波動(dòng)頻率。以圖2中區(qū)域1.2為例，三相只輸出O、P電平的矢量序列對(duì)應(yīng)OOO?POO?POP?PPP，三相只輸出O、N電平的矢量序列對(duì)應(yīng)OOO?ONO?ONN?NNN。各空間矢量的作用時(shí)間為

由式（13）可知，ΔOP+ΔON=0。由于OFTBSM以二分之一電流周期為時(shí)間單位切換使用a_ON、b_ON、c_ON和a_OP、b_OP、c_OP，故OFTBSM的中點(diǎn)電壓波動(dòng)頻率等于基波頻率。

進(jìn)一步分析OFTBSM的中點(diǎn)電壓波動(dòng)幅值。假定載波比為15，基波頻率為50Hz，OFTBSM在一個(gè)基波周期內(nèi)的中點(diǎn)電壓波動(dòng)幅值變化情況如圖11所示。從圖11可知，OFTBSM的中點(diǎn)電壓波動(dòng)幅值分別與調(diào)制比和功率因數(shù)成正比。此外，在電流負(fù)半周和正半周，OFTBSM的中點(diǎn)電壓波動(dòng)幅值相反。

圖11 OFTBSM的中點(diǎn)電壓波動(dòng)幅值變化情況

3.3 OFTBSM的諧波性能

以三相輸出電流總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）和線電壓加權(quán)總諧波畸變率（Weighted THD, WTHD）作為衡量標(biāo)準(zhǔn)，對(duì)比OFTBSM和文獻(xiàn)[16]將故障相鉗位于O電平的容錯(cuò)技術(shù)的諧波性能。當(dāng)載波比為15、功率因數(shù)為0.8時(shí)，兩種容錯(cuò)技術(shù)的諧波性能對(duì)比結(jié)果如圖12所示。

由圖12可得到以下結(jié)論：

1）將故障相鉗位于O電平的容錯(cuò)技術(shù)的三相諧波含量并不相同。以A相鉗位于O電平為例，此時(shí)A相具備更高的電流THD，且ab、ca具備更高的線電壓WTHD。因此，將故障相鉗位于O電平的容錯(cuò)技術(shù)會(huì)降低故障相的輸出電能質(zhì)量。

2）OFTBSM的各相均可輸出O、N、P三種電平狀態(tài)，故在其作用下的三相電流THD相同，且ab、ca和bc的WTHD相近。

3）相比將故障相鉗位于O電平的容錯(cuò)技術(shù)，OFTBSM具備更低的電流THD和更均衡的線電壓WTHD，從而具備更優(yōu)的諧波性能。

4 仿真驗(yàn)證和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真驗(yàn)證

利用PSIM搭建三電平ANPC逆變器，仿真條件如下：直流側(cè)電壓5 000V，直流側(cè)電容16.2mF，仿真步長(zhǎng)1μs，基波頻率和三角載波頻率分別設(shè)定為50Hz和750Hz。仿真結(jié)果如圖13～圖15所示。

圖13為文獻(xiàn)[12-13]所提出的基于SVPWM的容錯(cuò)技術(shù)的仿真結(jié)果。其表明：

1）當(dāng)Sa1開(kāi)路時(shí)，基于SVPWM的容錯(cuò)技術(shù)控制故障相只輸出O、N電平，從而在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)避免了兩電平跳變，但會(huì)導(dǎo)致中點(diǎn)電壓不平衡。

2）當(dāng)Sa5開(kāi)路時(shí)，基于SVPWM的容錯(cuò)技術(shù)只使用對(duì)應(yīng)故障相為P或N電平的空間矢量合成參考電壓，但在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)存在兩電平跳變。

3）當(dāng)Sa2和Sa3開(kāi)路時(shí)，通過(guò)使用對(duì)應(yīng)故障相為O電平的空間矢量合成參考電壓，基于SVPWM的容錯(cuò)技術(shù)可在防止兩電平跳變的同時(shí)輸出三相幅值相同的電流，但在其作用下的三相電流THD并不相同，且故障相電流的THD明顯增大。

圖14為本文所提OFTBSM的仿真結(jié)果。對(duì)比圖13和圖14，可得到以下結(jié)論：

1）對(duì)比圖13a和圖14a，OFTBSM通過(guò)切換調(diào)制波實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)，其無(wú)需計(jì)算空間矢量作用時(shí)間，實(shí)現(xiàn)更為方便且中點(diǎn)電壓波動(dòng)值更低。

2）對(duì)比圖13b和圖14b，OFTBSM在避免使用故障器件的同時(shí)有效輸出O電平，其在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)不存在兩電平跳變，可靠性更高。

3）對(duì)比圖13c和圖14c，OFTBSM分別在故障相電流正半周和負(fù)半周輸出N、O電平和P、O電平，從而控制三相輸出三種電平狀態(tài)。其在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)具備更低且更均衡的三相電流THD，從而具備更優(yōu)的諧波性能。

此外，由圖14可知，OFTBSM可在不同調(diào)制比、不同功率因數(shù)下實(shí)現(xiàn)三電平ANPC逆變器開(kāi)路故障容錯(cuò)控制，其具備優(yōu)越的魯棒性。

圖15為直流側(cè)上端電壓和下端電壓初值分別為3 500V和1 500V時(shí)，OFTBSM的中點(diǎn)電壓平衡控制仿真結(jié)果。由圖15中可知：

圖15 OFTBSM的中點(diǎn)電壓平衡控制策略仿真結(jié)果

1）OFTBSM中點(diǎn)電壓波動(dòng)頻率等于基波頻率。

2）通過(guò)移動(dòng)調(diào)制波來(lái)改變主小矢量的作用時(shí)間，OFTBSM可在容錯(cuò)運(yùn)行的同時(shí)控制直流側(cè)電壓恢復(fù)平衡。

3）在中點(diǎn)電壓平衡控制過(guò)程中，OFTBSM的故障相依然可輸出三種電平狀態(tài)。

綜合圖13～圖15的仿真結(jié)果，相比傳統(tǒng)基于SVPWM的容錯(cuò)技術(shù)，OFTBSM可在三電平ANPC逆變器出現(xiàn)開(kāi)路故障時(shí)實(shí)現(xiàn)可靠容錯(cuò)運(yùn)行，其可以防止兩電平跳變、優(yōu)化輸出電能質(zhì)量并控制中點(diǎn)電壓平衡，且其計(jì)算簡(jiǎn)單、實(shí)現(xiàn)方便。因此，OFTBSM更適用于三電平ANPC逆變器開(kāi)路故障情況。

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

利用如圖16的基于RT-Lab的硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)OFTBSM的有效性進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。該實(shí)驗(yàn)平臺(tái)主要由控制系統(tǒng)、RT-Lab測(cè)試系統(tǒng)以及接口單元三部分構(gòu)成，控制系統(tǒng)包含AD板、時(shí)鐘板、CPU板、PWM板等。其中，三電平ANPC逆變器為在FPGA中運(yùn)行的虛擬受控對(duì)象，其直流側(cè)電壓設(shè)定為5 000V，直流側(cè)電容為16.2mF，控制周期為7 200Hz。OFTBSM的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖17和圖18所示。

圖17為三電平ANPC逆變器A相器件開(kāi)路故障時(shí)，OFTBSM的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。從中可得出以下結(jié)論：

1）分析圖17a，若不使用容錯(cuò)技術(shù)，當(dāng)三電平ANPC逆變器的Sa1、Sa3、Sa4和Sa6同時(shí)開(kāi)路時(shí)，A相電壓的P、O、N電平均異常，造成中點(diǎn)電壓不平衡和三相電流幅值、相位畸變。

2）對(duì)比圖17a和圖17b，在Sa1、Sa3、Sa4和Sa6同時(shí)開(kāi)路時(shí)，OFTBSM可在容錯(cuò)運(yùn)行的同時(shí)平衡中點(diǎn)電壓，并控制故障相輸出三種電平狀態(tài)。

3）圖17c和圖17d表明，在Sa1、Sa4、Sa5、Sa6或Sa1、Sa2、Sa4、Sa5同時(shí)開(kāi)路時(shí)，通過(guò)在故障相電流的正半周和負(fù)半周切換輸出N、O電平和P、O電平，OFTBSM可使得三電平ANPC逆變器正常輸出三相電流并防止兩電平跳變。

4）由圖17d可知，在Sa1、Sa2、Sa3和Sa4同時(shí)開(kāi)路且調(diào)制比大于0.5時(shí)，OFTBSM將調(diào)制波幅值限定為0.577，對(duì)應(yīng)逆變器處于降額運(yùn)行狀態(tài)。

5）分析圖17b～圖17e，OFTBSM的中點(diǎn)電壓波動(dòng)頻率等于基波頻率。

圖18為三電平ANPC逆變器B相器件開(kāi)路故障時(shí)，OFTBSM的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。由圖18表明：

1）當(dāng)不同相器件發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)，OFTBSM依據(jù)故障相電流方向調(diào)整調(diào)制波，從而可方便地實(shí)現(xiàn)不同相故障情況下的容錯(cuò)控制。

2）對(duì)比圖17a～圖17d，當(dāng)同相不同器件發(fā)生開(kāi)路故障，在調(diào)制比為0.3、0.4、0.5或0.65時(shí)，在功率因數(shù)為0.2、0.4、0.6或0.8時(shí)，在載波頻率為450Hz或750Hz時(shí)，OFTBSM作用下的ANPC逆變器均可正常輸出三相電流。由此可知，在不同器件故障、不同調(diào)制比、不同功率因數(shù)和不同開(kāi)關(guān)頻率下，所提出的OFTBSM均可控制ANPC逆變器實(shí)現(xiàn)可靠容錯(cuò)運(yùn)行，故其具備優(yōu)越的魯棒性。

總結(jié)圖17和圖18的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，OFTBSM可在單相最多四個(gè)器件同時(shí)開(kāi)路的情況下控制三電平ANPC逆變器輸出對(duì)稱的三相電流，且在其作用下的相電壓不會(huì)出現(xiàn)兩電平跳變。此外，在不同相器件故障、同相不同位置器件故障、不同調(diào)制比、不同功率因數(shù)和不同開(kāi)關(guān)頻率下，OFTBSM均可實(shí)現(xiàn)三電平ANPC逆變器的平穩(wěn)容錯(cuò)運(yùn)行，從而提高了三電平ANPC逆變器的穩(wěn)定性與可靠性。

5 結(jié)論

針對(duì)三電平ANPC逆變器開(kāi)路故障，為研究可防止兩電平跳變、降低電流諧波、控制中點(diǎn)電壓平衡且實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的容錯(cuò)技術(shù)，本文進(jìn)行了以下工作：

1）本文首先分析了三電平ANPC逆變器的開(kāi)路故障特性，并提出了開(kāi)路故障時(shí)的有效開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇方法。

2）本文推導(dǎo)了控制三相只輸出O、N電平和O、P電平的調(diào)制波。在此基礎(chǔ)上，依據(jù)故障相電流方向切換使用調(diào)制波并利用有效開(kāi)關(guān)狀態(tài)輸出三相電平，提出了OFTBSM及其中點(diǎn)電壓平衡控制策略。

3）本文分析了OFTBSM的容錯(cuò)性能、中點(diǎn)電壓波動(dòng)和諧波含量。

4）本文對(duì)OFTBSM進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。結(jié)果表明，在不同相器件故障、同相不同位置器件故障、不同調(diào)制比、不同功率因數(shù)和不同開(kāi)關(guān)頻率下，OFTBSM均可實(shí)現(xiàn)三電平ANPC逆變器的平穩(wěn)容錯(cuò)運(yùn)行，故其具備優(yōu)越的魯棒性和可靠性。此外，OFTBSM可防止兩電平跳變、降低電流諧波并控制中點(diǎn)電壓平衡，且其利用調(diào)制波與調(diào)制載波比較實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)，故具備計(jì)算簡(jiǎn)單、實(shí)現(xiàn)方便的優(yōu)點(diǎn)。

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Research on Optimal Fault-Tolerant Technique for Three-Level Active-Neutral-Point-Clamped Inverter Based on Switching Modulation Wave

Wei Wei1,2Gao Zhan1,2Zhao Mutian1,2Zhao Lu1Li Yaohua1,2Ge Qiongxuan1

（1. Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive Institute of Electrical Engineering Chinese Academy of Sciences Beijing 100190 China 2. University of Chinese Academy of Sciences Beijing 100049 China）

The traditional fault-tolerant technique based on space vector PWM can realize the fault-tolerant operation of three-level active-neutral-point-clamped (ANPC) inverter without adding hardware equipment, but it has the defects of two-level jump, unbalanced neutral-point voltage, and output current distortion. To solve the above problems, this paper first analyzes the effective switching state of three-level ANPC inverter in the case of open-switch fault, and then deduces the modulation wave that can control three-phase only output negative, zero levels and positive, zero levels. On this basis, the modulation wave is selected according to the direction of the fault phase current, and the effective switching state is used to output the three-phase level, thus the optimal fault-tolerant technique based on switching modulation wave (OFTBSM) and its neutral-point voltage balance control strategy are proposed. Finally, the fault-tolerant performance, neutral-point voltage fluctuation, and harmonic performance of OFTBSM are analyzed. Simulation and experimental results prove that OFTBSM can make the ANPC inverter operate smoothly when the single-phase up to four switching devices have open-switch fault at the same time, and can prevent two-level jump, reduce current harmonics, and control the neutral-point voltage balance. In addition, OFTBSM also has the advantages of strong robustness, simple calculation, and convenient implementation.

Three-level active-neutral-point-clamped inverter, fault-tolerant, switching modulation wave, open-switch fault, neutral-point voltage balance

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210758

TM464

國(guó)家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃高速磁浮交通系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)研究課題（2016YFB1200602-19）和北京市自然科學(xué)基金（L201005）資助項(xiàng)目。

2021-05-24

2021-06-07

衛(wèi) 煒 男，1989年生，博士，研究方向?yàn)榇蠊β首兞髌骷肮β势骷?yīng)用技術(shù)。E-mail：helloww920@163.com

高 瞻 男，1993年生，博士，工程師，研究方向?yàn)槎嚯娖阶兞髌髅}寬調(diào)制與高性能電機(jī)控制技術(shù)。E-mail：gaozhan@invt.com.cn（通信作者）

（編輯 郭麗軍）