面向配網(wǎng)多饋線互聯(lián)的柔性多狀態(tài)開關(guān)拓?fù)溥x型分析

陳志業(yè)，楊 歡，李夢菲，趙榮祥，王朝亮，許 烽

（1.浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，杭州 310027；2.國網(wǎng)浙江省電力有限公司電力科學(xué)研究院，杭州 310014）

分布式電源與電動汽車接入規(guī)?；⒂脩粲秒娦枨蠖鄻踊沟门潆娋W(wǎng)潮流復(fù)雜、負(fù)荷不均衡等問題凸顯[1-2]。柔性多狀態(tài)開關(guān)FMS（flexible multi-state switch）是在若干關(guān)鍵節(jié)點上代替?zhèn)鹘y(tǒng)聯(lián)絡(luò)開關(guān)的新型智能配電設(shè)備，能夠?qū)崿F(xiàn)多條饋線柔性互聯(lián)、有效調(diào)節(jié)有功及無功功率、促進(jìn)新能源消納、保障重要負(fù)荷供電、提升電能質(zhì)量[3-5]、增強智能配電網(wǎng)可靠性和經(jīng)濟性[6]。

FMS 安裝位置通常位于城市中心區(qū)域[7]，需要盡可能減少設(shè)備成本與占地空間。FMS 除了省去聯(lián)接變壓器外[8]，選用不同拓?fù)鋾r，設(shè)備成本和占地空間也有所不同。不同類型的拓?fù)?，其?lián)接限制、容量范圍和運行范圍等均不相同，可滿足不同的應(yīng)用需求[2]，如：交-交類型拓?fù)渥儞Q環(huán)節(jié)少，功率密度大，如模塊化多電平矩陣變流器[9]，但無法應(yīng)用于多饋線互聯(lián)；直-直類型拓?fù)溥m用于直流配網(wǎng)，如新能源、直流充電站直接接入等場景[10]，典型拓?fù)淙珉p有源橋DC/DC 變流器[11]；交-直-交類型拓?fù)涑绷骺刂旗`活，多饋線互聯(lián)場景下應(yīng)用前景廣泛，接線形式如圖1 所示，典型拓?fù)淙缒K化多電平變流器MMC modular multilevel converter）[12]。

圖1 多饋線互聯(lián)時交-直-交類型的多端FMS 接線形式Fig.1 Connection form of multi-terminal AC-DC-AC FMS when multiple feeders are interconnected

中壓配網(wǎng)（10～35 kV）多饋線互聯(lián)場景下，F(xiàn)MS較多采用可靠性和擴展性好的MMC 拓?fù)鋄13]，但所需器件數(shù)量龐大，建設(shè)成本較高，占地空間相對較大。文獻(xiàn)[14-15]的九橋臂變流器拓?fù)?A-MMC（nine-arm modular multilevel converter）和文獻(xiàn)[16-17]的橋臂分叉變流器拓?fù)銪-MMC（bifurcate modular multilevel converter）部分器件存在復(fù)用特性，有較高的經(jīng)濟性。但目前研究主要針對9A-MMC 和B-MMC 拓?fù)涞目刂撇呗?，并未對運行效率、潮流控制能力等進(jìn)一步分析。

本文在中壓配電網(wǎng)3 條饋線末端柔性互聯(lián)場景下，對三端FMS 的MMC、9A-MMC 和B-MMC 這3 種拓?fù)浞桨高M(jìn)行選型分析。從直流電壓和橋臂電流等核心參數(shù)[18]、運行損耗[19]和運行范圍[20]影響較大的3 個方面分別考慮，明確拓?fù)涞倪m用場景。首先，對3 種拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)、電壓電流方程和主電路核心參數(shù)進(jìn)行研究，比較建設(shè)成本、占地空間和器件限制條件；其次，通過損耗分析，比較各拓?fù)溥\行效率；再次，結(jié)合配電線路特性，根據(jù)運行范圍和調(diào)制比范圍分析，比較各拓?fù)涑绷髡{(diào)節(jié)能力。最后綜合對比各個指標(biāo)，對3 種拓?fù)涞倪m用場景提出建議。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和核心參數(shù)分析

在三端FMS 中，設(shè)定其中一端的結(jié)構(gòu)相同，通過直流母線聯(lián)接其余兩端。對9A-MMC 和B-MMC拓?fù)渲写嬖谄骷?fù)用的兩端（1、2 端）和MMC 雙端拓?fù)溥M(jìn)行對比分析，略去結(jié)構(gòu)相同的一端（3 端），以避免重復(fù)工作。文中1、2 端電壓等級相同，各拓?fù)錁虮劬蒒 個相同子模塊和1 個電感串聯(lián)組成，子模塊為半橋結(jié)構(gòu)，子模塊額定電容電壓均為Uc，分析時忽略橋臂電感上的壓降。

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和電壓電流方程

1、2 端的a 相網(wǎng)側(cè)電壓ua1、ua2和電流ia1、ia2分別表示為

式中：Ua為網(wǎng)側(cè)相電壓峰值；I1、I2分別為1、2 端并網(wǎng)電流峰值；φ1、φ2分別為1、2 端并網(wǎng)電流功率因數(shù)角；θ 為兩端電壓相位差。假定有效抑制了二倍頻環(huán)流和子模塊電壓波動[12]，且忽略變流器輸出電壓與電網(wǎng)電壓之間的相移。

圖2 為MMC 雙端拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由2 個單端MMC并聯(lián)。以1 端MMC 拓?fù)錇槔M(jìn)行分析，每相分為上、下橋臂。則1 端a 相上、下橋臂電壓upa、una和電流ipa、ina分別[12]為

圖2 MMC 雙端拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 MMC dual-terminal topology

式中，IdcM為MMC 拓?fù)渲绷鱾?cè)電流。

忽略功率損耗，MMC 拓?fù)涞慕?、直流功率PacM、PdcM相等，可得

式中，UdcM為MMC 拓?fù)渲绷鱾?cè)電壓，表示為

定義MMC 拓?fù)潆妷赫{(diào)制比為

將式（5）代入式（3），得其直流電流為

圖3 為9A-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，每相分為上、中、下3 個橋臂，其中中橋臂為兩端復(fù)用，無橋臂電感。

圖3 9A-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.3 Topology of 9A-MMC

a 相上、中、下橋臂電壓uUa、uMa、uLa和電流iUa、iMa、iLa分別[15]為

式中，Idc9A為9A-MMC 拓?fù)涞闹绷鱾?cè)電流。

同樣地，9A-MMC 拓?fù)涞慕?、直流?cè)功率Pac9A、Pdc9A滿足關(guān)系

式中，Udc9A為9A-MMC 拓?fù)涞闹绷鱾?cè)電壓，表示為

定義9A-MMC 拓?fù)潆妷赫{(diào)制比為

將式（10）代入式（8），得其直流電流為

圖4 為B-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，每一相分為上、下橋臂，每一橋臂分成3 個分支：共用分支0，子模塊數(shù)量為kN（k 為比例系數(shù)，0＜k＜1）；獨立分支1 和2，子模塊數(shù)量為（1-k）N。

圖4 B-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.4 Topology of B-MMC

1 端a 相上橋臂分支0、1、2 的電壓upaB0、upaB1、upaB2和電流ipaB0、ipaB1、ipaB2分別[17]為

式中，IdcB為B-MMC 拓?fù)渲绷鱾?cè)電流。

下橋臂分支電壓電流與上橋臂分支電壓電流對稱。同樣地，B-MMC 拓?fù)涞慕恢绷鱾?cè)功率PacB、PdcB滿足關(guān)系

式中，UdcB為B-MMC 拓?fù)涞闹绷鱾?cè)電壓，表示為

定義B-MMC 拓?fù)湔{(diào)制比為

將式（15）代入式（13），得其直流電流為

1.2 參數(shù)分析

有源及無源器件數(shù)量對設(shè)備建設(shè)成本和占地空間影響較大，而直流母線電壓和器件應(yīng)力等參數(shù)則直接影響設(shè)備容量范圍和器件選型。器件數(shù)目可通過拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)計算得出，每個半橋子模塊包括2 個IGBT 功率器件和1 個子模塊電容。功率開關(guān)器件的電壓應(yīng)力為Uc，電流應(yīng)力與橋臂電流峰值相關(guān)，可由式（2）和式（6）、式（7）和式（11）、式（12）和式（16）計算，結(jié)果如表1 所示。

表1 3 種拓?fù)?、2 端核心參數(shù)Tab.1 Core parameters of terminals 1 and 2 in three topologies

與MMC 雙端拓?fù)湎啾龋?A-MMC 拓?fù)涔β势骷?、子模塊電容數(shù)節(jié)約25%，橋臂電感數(shù)節(jié)約50%；B-MMC 拓?fù)涔β势骷⒆幽K電容數(shù)節(jié)約50k%，因此，兩者具有較低的元件數(shù)量使用。隨著k 的增大，B-MMC 拓?fù)涔β势骷?shù)逐漸減少，k=0.5 時，與9A-MMC 拓?fù)溆邢嗤墓β势骷?shù)。

同樣以MMC 雙端拓?fù)錇楸容^基準(zhǔn)，9A-MMC拓?fù)湫枰?.5 倍的直流電壓，電流應(yīng)力為前者的1.78 倍，B-MMC 拓?fù)涔灿梅种系碾娏鲬?yīng)力為前者的2 倍，因此兩者在應(yīng)用時需關(guān)注器件選型問題[18]。

2 損耗分析

若FMS 設(shè)備本體的損耗過大，會降低運行效率、增加運行成本，從經(jīng)濟效益考慮，應(yīng)選用損耗較低的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。拓?fù)鋼p耗主要由功率半導(dǎo)體器件的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗組成[19]。

2.1 通態(tài)損耗

半橋子模塊內(nèi)器件的導(dǎo)通情況與流過子模塊的橋臂電流iarm方向、子模塊工作狀態(tài)相關(guān)，如表2所示。

表2 半橋子模塊內(nèi)器件的導(dǎo)通情況Tab.2 Conduction states of devices in half-bridge submodules

為簡化分析，假定IGBT 與二極管的導(dǎo)通壓降恒定，均為Vcon。子模塊一個工頻周期內(nèi)的投入或切除個數(shù)Nz與器件導(dǎo)通情況相對應(yīng)，可以得到各個器件在一個周期內(nèi)的通態(tài)損耗Wcon為

在1、2 端電網(wǎng)電壓無相角差且功率因數(shù)相同的情況下，對3 種拓?fù)溥M(jìn)行具體分析。

（1）MMC 雙端拓?fù)?。? 端a 相上橋臂為例，由式（1）、式（2）和式（6）可得橋臂電流ipa的過零點時刻tm1和tm2為

在t∈[tm2，tm1]區(qū)間內(nèi)時ipa＞0，在t∈[tm1，tm2+T]時ipa＜0。結(jié)合表2 和式（17）可計算出半橋子模塊中4個器件T1、D1、T2、D2在一個工頻周期內(nèi)的通態(tài)損耗分別為

將計算出的損耗相加，可獲得上橋臂單個子模塊的總通態(tài)損耗WMp為

由于上、下橋臂對稱，損耗相等，則MMC 雙端拓?fù)湓谝粋€周期內(nèi)的總通態(tài)損耗WMMC為

（2）9A-MMC 拓?fù)洹Ｒ詀 相為例，由式（1），式（7）和式（11），得上橋臂電流iUa的過零點時刻tu1和tu2為

在t∈[tu2，tu1]區(qū)間內(nèi)iUa大于0，在t∈[tu1，tu2+T]iUa小于0。同樣地，計算出半橋子模塊中4 個器件在一個工頻周期內(nèi)的通態(tài)損耗WT1_9AU、WD1_9AU、WT2_9AU、WD2_9AU分別為

則上橋臂單個子模塊的總通態(tài)損耗W9AU為

中橋臂電流在此理想情況下為直流量，一個工頻周期內(nèi)單個子模塊的總通態(tài)損耗W9AM為

由于上、下橋臂對稱，損耗相等，9A-MMC 拓?fù)湓谝粋€周期內(nèi)的總通態(tài)損耗W9A為

（3）B-MMC 拓?fù)?。以a 相上橋臂為例，由式（1），式（12）和式（16），獲得上橋臂各分支電流的兩個過零點時刻tb1和tb2分別為

分支電流ipaB0，1，2在t∈[tb2，tb1]區(qū)間內(nèi)大于0，在t∈[tb1，tb2+T]時小于0。

B-MMC 與MMC 雙端拓?fù)涞恼{(diào)制比相同時，結(jié)合計算過程可得，分支0 上單個子模塊一個工頻周期內(nèi)的通態(tài)損耗W0為MMC 雙端拓?fù)渖蠘虮蹎蝹€子模塊通態(tài)損耗WMp的2k 倍，分支1、2 上的通態(tài)損耗W1、W2為WMp的（1-k）倍。B-MMC 拓?fù)湓谝粋€周期內(nèi)的總通態(tài)損耗WB為

3 種拓?fù)湔{(diào)制比相同時，由式（19）～式（34）可得到MMC 雙端拓?fù)渑c另外兩種拓?fù)渫☉B(tài)損耗的比較結(jié)果，如圖5 所示。

由圖5（a）可知，隨著調(diào)制比m 增加或功率因數(shù)φ 減小，9A-MMC 通態(tài)損耗相對MMC 雙端拓?fù)錅p小，在m=1，φ=0 時，損耗最多減小6.3%；由圖5（b）可知，隨k 增加，相對MMC 雙端拓?fù)洌珺-MMC通態(tài)損耗先減小后增大，在k=0.5 時最多減小50%；綜上可得，9A-MMC 與B-MMC 通態(tài)損耗均小于MMC 雙端拓?fù)洹?/p>

圖5 MMC 雙端拓?fù)渑c另外兩種拓?fù)渫☉B(tài)損耗比較Fig.5 Comparison of conduction loss among MMC dual-terminal topology and two other topologies

2.2 開關(guān)損耗

功率器件開關(guān)損耗與開關(guān)頻率相關(guān)，3 種拓?fù)洳捎猛徽{(diào)制方式時[15，17]，等效開關(guān)頻率相近，由于9AMMC 與B-MMC 中功率器件數(shù)量均小于MMC 雙端拓?fù)?，可知兩者總開關(guān)損耗也小于MMC 雙端拓?fù)?。結(jié)合通態(tài)損耗分析，MMC 雙端拓?fù)鋼p耗相對較大，運行效率最低；B-MMC 拓?fù)湓趉=0.5，即功率器件數(shù)與9A-MMC 拓?fù)湎嗤瑫r，通態(tài)損耗相較MMC 雙端拓?fù)錅p小了50%，相較9A-MMC 拓?fù)錅p小43.7%。

3 運行范圍分析

FMS 的運行范圍影響其潮流調(diào)節(jié)能力。結(jié)合配電網(wǎng)線路特性和約束條件，分析單端FMS 穩(wěn)態(tài)運行范圍。

3.1 單端運行范圍

以10 kV 配網(wǎng)為例，文獻(xiàn)[21]電纜線路的主要參數(shù)如表3 所示，可知配電網(wǎng)線路具有阻抗比R/X較高的特性。各端FMS 通過線路等效阻抗連接負(fù)荷和對應(yīng)的交流系統(tǒng)，忽略負(fù)荷功率，單端（h 端）FMS 穩(wěn)態(tài)等效電路如圖6 所示。

表3 10 kV 配電網(wǎng)電纜線路主要參數(shù)Tab.3 Main parameters of 10 kV distribution network cable line

圖6 單端FMS 穩(wěn)態(tài)等效電路Fig.6 Stable equivalent circuit of one-terminal FMS

變流器輸出側(cè)h 端的有功功率為Pvh，無功功率為Qvh，電壓為Uvh∠βh；交流系統(tǒng)與FMS 之間阻抗為Rsh+j（Xsh+XTh），母線電壓為Ush∠0。根據(jù)文獻(xiàn)[22]，單端FMS 穩(wěn)態(tài)運行的約束條件為

（1）潮流約束。令Uvh∠βh=Uvdh+jUvqh，有

如果Δ≥0，那么Uvdh存在，可以保證h 端穩(wěn)態(tài)工作，Δ＞0 時取較大值為解。h 端潮流約束為

（2）功率約束。由于FMS 容量SNh的限制，有

（3）電流約束。h 端的電流穩(wěn)態(tài)運行約束為

式中：IN1為FMS 的額定電流；Ilmax為最大線路電流。

（4）調(diào)制比約束。調(diào)制比應(yīng)小于3 種拓?fù)湓试S的最大調(diào)制比mmax，由式（5）、式（10）和式（15）可得約束為

結(jié)合表3 及工程實際，確定10 kV 單端系統(tǒng)主要參數(shù)如表4 所示。

表4 單端系統(tǒng)主要參數(shù)Tab.4 Mian parameters of one-terminal system

計算得出在mmax不同時FMS 的單端運行范圍，如圖7 所示。圖7 中，由4 種約束線包裹的區(qū)域為FMS 單端運行范圍?？梢钥闯觯S著mmax的減小，3 種拓?fù)涞倪\行范圍逐漸減小，呈單極變化趨勢，潮流調(diào)節(jié)能力也逐漸下降。在配網(wǎng)條件相同時，3 種拓?fù)涞恼{(diào)制比對運行范圍起著決定性作用，計算三者的最大調(diào)制比即可分析出三者在運行范圍方面的優(yōu)劣。

圖7 FMS 單端運行范圍Fig.7 Operating range of one-terminal of FMS

3.2 調(diào)制比范圍分析

3 種拓?fù)渚捎冒霕蜃幽K，調(diào)制比范圍在0≤m≤1。橋臂的參考電壓必須隨時為正，否則交流側(cè)和直流側(cè)之間傳遞的有功功率將不能平衡，同時電容器電壓將連續(xù)升高或降低，最終導(dǎo)致系統(tǒng)崩潰。

對于MMC 雙端拓?fù)?，由式?）、式（2）和式（5）可知，1、2 端上、下橋臂參考電壓均不小于0，其調(diào)制比最大值為

根據(jù)文獻(xiàn)[23]，B-MMC 拓?fù)湔{(diào)制比最大值為

由此得到mmax_B與k 和θ 的變化關(guān)系，如圖8 所示。由圖8 可知，隨k 和θ 的增大，mmax_B逐漸減小，即橋臂共用分支的子模塊比例提高或兩端電壓相位差增大時，潮流調(diào)節(jié)能力減小。

圖8 mmax_B 與k 和θ 的變化關(guān)系Fig.8 Relationship among mmax_B,k and θ

9A-MMC 拓?fù)湟詀 相為例，由式（1）、式（7）和式（10）可知，其上、下橋臂參考電壓恒為正，中橋臂電壓有可能為負(fù)，故由uMa≥0 可得

則其最大調(diào)制比為

當(dāng)k=0.5 時，9A-MMC 與B-MMC 拓?fù)涫褂玫墓β势骷?shù)量相同，B-MMC 拓?fù)涞淖畲笳{(diào)制比為

由式（40）、式（43）和式（44）可得3 種拓?fù)湔{(diào)制比最大值與θ 的變化關(guān)系，如圖9 所示。

結(jié)合圖8 與圖9 可知，MMC 雙端拓?fù)溆凶畲蟮恼{(diào)制比范圍與運行范圍，潮流調(diào)節(jié)能力強；在θ≤π/3 時，9A-MMC 調(diào)制比范圍與運行范圍與MMC雙端拓?fù)湟恢?，并大于B-MMC 拓?fù)洌辉趉＞0.5 時，隨著θ 的增大，B-MMC 調(diào)制比范圍與運行范圍小于9A-MMC 拓?fù)?，潮流調(diào)節(jié)能力弱。

圖9 當(dāng)k=0.5 時，3 種拓?fù)湔{(diào)制比最大值與θ 的關(guān)系Fig.9 Relationship between mmax and θ for three topologies with k=0.5

4 拓?fù)渲笜?biāo)對比

根據(jù)上文分析，對于中壓配電網(wǎng)三饋線末端互聯(lián)系統(tǒng)的三端FMS，忽略結(jié)構(gòu)相同的3 端，1 端和2端電壓等級相同，可以采用MMC 雙端、9A-MMC 與B-MMC 拓?fù)?，設(shè)定拓?fù)涿繕虮塾蠳 個相同半橋子模塊。

3 種拓?fù)浞桨傅慕ㄔO(shè)成本與占地空間受多種工程設(shè)計細(xì)節(jié)，如功率器件選型與采購、無源器件設(shè)計、散熱器與冷卻系統(tǒng)設(shè)計等因素影響。本文以元件數(shù)量作為主要影響因素，在設(shè)定條件下，功率器件電流應(yīng)力影響設(shè)備容量與器件選型，計算結(jié)果見表1；運行效率主要受運行損耗影響，計算結(jié)果見圖5；潮流調(diào)節(jié)能力主要受運行范圍和調(diào)制比范圍影響，計算結(jié)果見圖7 至圖9。根據(jù)各圖表的分析，得出拓?fù)渲笜?biāo)對比和評估等級，如表5 所示。表中，★為以MMC 雙端拓?fù)鋮?shù)為基準(zhǔn)的數(shù)值指標(biāo)，數(shù)量越多代表性能越好。

表5 拓?fù)渲笜?biāo)對比Tab.5 Comparison among topological indexes

（1）建設(shè)成本和占地空間方面：MMC 雙端、9AMMC 和B-MMC 拓?fù)涔β势骷妥幽K電容數(shù)的比值為1∶0.75∶（1-0.5k），其中0＜k＜1；B-MMC 拓?fù)錁虮垭姼袛?shù)相較另外2 種拓?fù)錅p少50%。MMC 雙端拓?fù)涞慕ㄔO(shè)成本和占地空間最大，9A-MMC 和B-MMC 拓?fù)涞慕ㄔO(shè)成本和占地空間較低。

（2）器件限制方面：9A-MMC 拓?fù)淦骷娏鲬?yīng)力為MMC 雙端拓?fù)涞?.78 倍，直流電壓為其1.5 倍，B-MMC 拓?fù)涔灿梅种掀骷娏鲬?yīng)力為其2 倍。MMC 雙端拓?fù)淦骷娏鲬?yīng)力小，容量范圍大，設(shè)備在10 kV 電壓等級適用容量為6～8 MVA；9A-MMC、B-MMC 拓?fù)淦骷娏鲬?yīng)力較大，容量范圍相對較小，并且需要注意器件選型；B-MMC 拓?fù)潆Sk 值增大，共用分支上器件越多，設(shè)備容量范圍越小。

（3）運行效率方面：MMC 雙端拓?fù)溥\行效率最低，設(shè)備運行成本大；9A-MMC 與MMC 雙端拓?fù)湎啾葥p耗相對較小，運行效率較高；B-MMC 拓?fù)湓趉 越接近0.5 時通態(tài)損耗越低，在k=0.5 時，通態(tài)損耗相對MMC 雙端拓?fù)錅p小了50%，相較9A-MMC 拓?fù)鋭t減小43.7%，優(yōu)勢明顯，運行成本低。

（4）潮流調(diào)節(jié)能力方面：MMC 雙端拓?fù)溥\行范圍最大，潮流調(diào)節(jié)能力強；9A-MMC 拓?fù)溥\行范圍在兩端電壓相位差小于π/3 時，與MMC 雙端拓?fù)湟恢?，隨電壓相位差增大，運行范圍逐漸受限，潮流調(diào)節(jié)能力逐漸減弱；B-MMC 拓?fù)溥\行范圍小于MMC 雙端拓?fù)?，隨電壓相位差增大而減小。B-MMC拓?fù)湓趉＜0.5 且電壓相位差θ＞π/3 時，運行范圍較9A-MMC 拓?fù)渲饾u有優(yōu)勢；在k＞0.5 時，運行范圍小于9A-MMC 拓?fù)?，潮流調(diào)節(jié)能力弱。

5 結(jié)論

柔性多狀態(tài)開關(guān)可實現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)柔性重構(gòu)，提升配網(wǎng)主動調(diào)控能力，推動配網(wǎng)有序升級。本文在中壓配電網(wǎng)3 條饋線末端柔性互聯(lián)場景下，分析了3 種可實現(xiàn)多端FMS 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)：MMC 拓?fù)洹?A-MMC拓?fù)浜虰-MMC 拓?fù)?。通過拓?fù)渲笜?biāo)對比，提出如下應(yīng)用場景建議。

（1）MMC 拓?fù)浣ㄔO(shè)成本和占地空間較大，運行范圍較寬，潮流調(diào)節(jié)能力強，能有效連接較大電壓相位差的饋線。建議在建設(shè)資金和可用空間充足、大容量的場景使用，如重要負(fù)荷、大容量分布式電源接入等。

（2）9A-MMC 拓?fù)浣ㄔO(shè)成本和占地空間較小，運行效率較低，拓?fù)浣?jīng)濟性較好，但受直流電壓和器件電流應(yīng)力約束，容量范圍和器件選型受限，而運行范圍受饋線間電壓相位差影響。建議在建設(shè)資金和可用空間較少、容量較小且電壓相位差小于π/3的場景使用，如工業(yè)園區(qū)供電等。

（3）B-MMC 拓?fù)淇梢愿鶕?jù)場景靈活選擇k 值。在k＜0.5 時，k 越趨近0.5，建設(shè)成本和占地空間減小且接近9A-MMC 拓?fù)?，同時運行效率越高，經(jīng)濟效益越優(yōu)異。建議在建設(shè)資金和可用空間較多、長時間運行的場景使用，如高滲透率分布式電源或電動汽車接入等；k＞0.5 時，建議在有限建設(shè)資金和可用空間、小容量場景使用，如普通居民用電供區(qū)互聯(lián)等。