一種應(yīng)用于FPGA的低功耗控制方法

李曉龍，陳琳，謝林峰

（四川九洲電器集團(tuán)有限責(zé)任公司，四川綿陽，621000）

1 FPGA功耗組成

FPGA的功耗由靜態(tài)功耗與動(dòng)態(tài)功耗組成。靜態(tài)功耗是FPGA配置完成后，所有供電軌道與電路引腳的漏電流形成的功耗。加入空bit后，該bit設(shè)置所有的相關(guān)管腳為高阻態(tài)，即可完成FPGA靜態(tài)功耗的測試。動(dòng)態(tài)功耗與具體的設(shè)計(jì)相關(guān)，由供電水平、消耗的邏輯、電路開關(guān)率與布線資源決定。本文以降低FPGA的動(dòng)態(tài)功耗為目標(biāo)，選取典型的通信信號處理電路作為邏輯設(shè)計(jì)，在此基礎(chǔ)上探討動(dòng)態(tài)功耗降低方法。

2 邏輯電路設(shè)計(jì)框圖

通信信號處理邏輯電路從功能上劃分可分為發(fā)射、接收、控制三大部分，其中發(fā)射電路主要包括擴(kuò)頻模塊、編碼模塊、DDS控制模塊，接收電路主要包括DDC模塊、解碼模塊、解擴(kuò)模塊、相關(guān)峰判斷模塊、解調(diào)模塊、數(shù)據(jù)上報(bào)模塊。發(fā)射、接收兩大部分電路分時(shí)工作，因此，發(fā)射、接收兩大部分電路可設(shè)計(jì)時(shí)鐘使能接口，由控制電路產(chǎn)生使能信號，按照一定的時(shí)序控制發(fā)射/接收電路。具體如圖1所示。

圖1 邏輯電路設(shè)計(jì)框圖

3 接收電路信號處理

按照數(shù)字接收的處理流程：數(shù)字下變頻→同步→解調(diào)→解碼→上報(bào)數(shù)據(jù)，AD送出的數(shù)字信號，經(jīng)過上述流程，采取流水線結(jié)構(gòu)，即可實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的實(shí)時(shí)接收、解碼。為了降低接收電路的動(dòng)態(tài)功耗，進(jìn)一步分解接收電路的工作狀態(tài)：

數(shù)字下變頻、同步過程處于實(shí)時(shí)接收狀態(tài)，即數(shù)字下變頻模塊（DDC）、相關(guān)峰判斷模塊實(shí)時(shí)工作；

解擴(kuò)、解碼、解調(diào)、上報(bào)數(shù)據(jù)過程處于受控狀態(tài)，即經(jīng)過數(shù)字下變頻模塊與相關(guān)峰判斷模塊處理后，若能正確同步，則使能解擴(kuò)模塊、解調(diào)模塊、解碼模塊、數(shù)據(jù)上報(bào)模塊，若無法正確同步，解擴(kuò)模塊、解調(diào)模塊、解碼模塊、數(shù)據(jù)上報(bào)模塊則繼續(xù)處于休眠狀態(tài)。

控制模塊接收同步標(biāo)志syn_flag，產(chǎn)生一定寬度的高脈沖使能信號decode_en，控制后續(xù)處理電路的狀態(tài)，此時(shí)，發(fā)射電路部分處于休眠狀態(tài)。各模塊功能如下所述：

(a)ad_data為模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC采樣所得的數(shù)據(jù)，其采樣頻率一般與FPGA的主要工作頻率相同；

(b)通過并行接口與FPGA相連，將ad_data送至FPGA；

(c)DDC模塊接收ad_data，經(jīng)過數(shù)字下變頻、數(shù)字濾波將ad_data下變頻至基帶；

(d)DDC模塊一直處于工作狀態(tài)，采取流水線結(jié)構(gòu)，將處理后的數(shù)據(jù)送至相關(guān)峰判斷模塊；

(e)相關(guān)峰判斷模塊采用本地產(chǎn)生的擴(kuò)頻碼與原始基帶數(shù)據(jù)作滑動(dòng)相關(guān)，實(shí)時(shí)計(jì)算相關(guān)后的能量值；

(f)相關(guān)峰判斷模塊一直處于工作狀態(tài)，將實(shí)時(shí)計(jì)算得到的能量值與同時(shí)計(jì)算的動(dòng)態(tài)門限值作比較，根據(jù)比較結(jié)果與峰值判斷條件共同錄取相關(guān)峰；

(g)若錄取到的相關(guān)峰個(gè)數(shù)滿足一定的條件，如peak_num＞n(n可 取4，6，8)個(gè)，則判定同步成功，輸出同步標(biāo)志syn_flag；

(h)控制模塊接收syn_flag標(biāo)志，根據(jù)當(dāng)前工作狀態(tài)，輸出decode_en信號；

(i)解擴(kuò)模塊在decode_en信號有效前，一直處于休眠狀態(tài)，當(dāng)decode_en信號有效后，則立即工作，接收DDC模塊輸出的數(shù)據(jù)段基帶信號，使用本地產(chǎn)生的擴(kuò)頻碼進(jìn)行相關(guān)，并將相關(guān)后的結(jié)果送至解調(diào)模塊；

(j)解調(diào)模塊在decode_en信號有效前，一直處于休眠狀態(tài)，當(dāng)decode_en信號有效后，進(jìn)行BPSK解調(diào)，并將解調(diào)后的信號送至解碼模塊；

(k)解碼模塊在decode_en信號有效前，一直處于休眠狀態(tài)，當(dāng)decode_en信號有效后，則開始對數(shù)據(jù)段基帶信號進(jìn)行解碼；

(l)數(shù)據(jù)上報(bào)模塊在decode_en信號有效前，一直處于休眠狀態(tài)，當(dāng)decode_en信號有效后，則按一定格式組織解碼后的數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)上報(bào)。

接收電路信號處理如圖2所示。

圖2 接收電路工作流程圖

4 發(fā)射電路信號處理

依據(jù)電路分時(shí)工作的特性，發(fā)射電路的工作狀態(tài)切換受到接收電路的信號處理的影響。當(dāng)接收電路正確解碼且組織好一定數(shù)據(jù)后，發(fā)射電路開始正常工作，其余時(shí)間，發(fā)射電路處于休眠狀態(tài)，即編碼模塊、擴(kuò)頻模塊、DDS控制模塊、時(shí)序產(chǎn)生模塊的時(shí)鐘使能信號tx_en無效。各模塊功能如下所述：

(a)base_bit為原始基帶數(shù)據(jù)，采用串行方式輸入進(jìn)編碼模塊進(jìn)行編碼；

(b)編碼模塊、擴(kuò)頻模塊、時(shí)序控制模塊、DDS控制模塊在時(shí)鐘使能信號tx_en有效前，一直處于休眠狀態(tài)，當(dāng)時(shí)鐘使能信號tx_en有效后，則切換至工作狀態(tài)；

(c)編碼模塊主要完成原始數(shù)據(jù)的編碼，加入錯(cuò)誤校驗(yàn)信息bit，增強(qiáng)糾錯(cuò)能力，編碼方法采用卷積編碼；

(d)擴(kuò)頻模塊依據(jù)參數(shù)產(chǎn)生擴(kuò)頻碼，并綜合擴(kuò)頻碼與卷積編碼信息bit，完成擴(kuò)頻；

(e)編碼后的基帶信息bit上變頻至中頻采用數(shù)字頻率合成的方法，依靠DDS器件（典型如AD9954）完成上變頻與BPSK調(diào)制，DDS主要寄存器說明見第3節(jié);

(f)DDS控制模塊完成DDS器件狀態(tài)設(shè)置、參數(shù)配置，并將編碼后數(shù)據(jù)信息送入DDS器件，完成BPSK調(diào)制與上變頻；

(g)時(shí)序控制模塊則完成發(fā)射時(shí)模塊工作、信道發(fā)射支路使能信號的控制，如tx_bd1、tx_bd2、tx_xd信號的置位。

發(fā)射電路信號處理流程圖如圖3所示。

圖3 發(fā)射電路工作流程圖

信號時(shí)序圖如圖4所示。

圖4 信號處理使能信號時(shí)序圖

其中Tr1為接收到ad_data到生成同步頭標(biāo)志syn_flag的處理時(shí)間，Tr2為生成decode_en的處理時(shí)間，Tw1為decode_en信號有效的時(shí)間，其在同步后接收數(shù)據(jù)時(shí)間段一直有效。T1為接收/發(fā)射轉(zhuǎn)換所需時(shí)間，Tt1為發(fā)射開始信號到tx_en信號有效的處理時(shí)間，Tw2為發(fā)射使能信號tx_en有效的時(shí)間，其在發(fā)射時(shí)間段一直有效。Tw3為信道發(fā)射支路使能信tx_xd號有效時(shí)間，其寬度略小于Tw2，在發(fā)射時(shí)間段一直有效。Tw5為tx_bd1信號有效時(shí)間，其寬度等于發(fā)射時(shí)間段，Tw4為DDS器件工作使能信號tx_bd2有效時(shí)間，其寬度略大于Tw5時(shí)間，Tt4為預(yù)留的DDS器件的響應(yīng)時(shí)間。Tt3+Tt4為預(yù)留的信道響應(yīng)時(shí)間。

5 AD9954控制

AD9954是由ADI公司研發(fā)的一款低功耗、高性能直接數(shù)字頻率合成器。其內(nèi)部集成14位高性能DAC，內(nèi)部最大時(shí)鐘頻率為400MSPS，具備多種模式，支持相位調(diào)制、頻率調(diào)制等工作模式，其配置包含內(nèi)部VCO配置、頻率字、相位設(shè)置等方面，相關(guān)寄存器控制說明如下所示：

(1)CFR1寄存器主要實(shí)現(xiàn)模式控制等內(nèi)部控制指令，為 實(shí) 現(xiàn)BPSK調(diào) 制，可 置 位“RAM Enable”，“OSK Enable”等控制bit，使能內(nèi)部RAM與開啟OSK調(diào)制；

(2)CFR2寄存器主要完成內(nèi)部VCO配置與AD9954輸出的幅度控制。使用內(nèi)部VCO生成系統(tǒng)工作時(shí)鐘時(shí)，“REFCLK Multiplier”設(shè)置倍頻系數(shù)，此時(shí)需注意VCO工作頻段。當(dāng)VCO工作在100MHz至250MHz時(shí)，“VCO Range”設(shè)為0，當(dāng)VCO工作在250MHz至400MHz時(shí)，“VCO Range”設(shè)置為1。輸出的幅度值由“Amplitude Scale Factor Register”控制；

(3)FTW0寄存設(shè)置輸出信號的頻率，可根據(jù)輸出信號的頻率與公式計(jì)算FTW0寄存器值。計(jì)算公式為：

(4)由AD9954實(shí)現(xiàn)BPSK的具體思路為：采用RAM模式，RAM空間0存儲相位值“0”，RAM空間1存儲相位值“π”。當(dāng)FPGA輸出bit 0時(shí)，器件內(nèi)部的相位偏移模塊“PHASE OFFSET”選擇RAM0的數(shù)據(jù)，即相位值“0”。當(dāng)FPGA輸出bit 1時(shí)，“PHASE OFFSET”選擇RAM1的數(shù)據(jù)，即相位值“π”，從而實(shí)現(xiàn)輸出信號相位的快速切換，切換時(shí)間為24個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘周期，相關(guān)寄存器為RSCW寄存器，BPSK需要切換的相位為2個(gè)，因此，僅需要配置2個(gè)RSCW寄存器RSCW0，RSCW1。

(5)設(shè)置RSCW0的RAM起始地址與結(jié)束地址，“Ramp Rate”設(shè)為0。設(shè)置RSCW1的RAM起始地址與結(jié)束地址，“Ramp Rate”設(shè)為0。

(6)按步驟(5)設(shè)置的地址向RAM寫入相位數(shù)據(jù)，即相位值“0”寫入0，相位值“π”寫入“0x80000000”。

(7)存儲相位值的RAM0，RAM1由相對應(yīng)的管腳PS0控制，即當(dāng)PS0為0時(shí)，選擇RAM0的數(shù)據(jù)，當(dāng)PS0為1時(shí)，選擇RAM1的數(shù)據(jù)，從而實(shí)現(xiàn)相位切換。

作為發(fā)射支路上實(shí)現(xiàn)上變頻的部件，AD9954同樣具備功耗控制接口。有寄存器與管腳控制兩種方式控制DDS的工作狀態(tài)。配置寄存器CFR1的“Digital Power Down”、“Comp Power-Down” 與“DAC Power-Down”bit，即可完成對器件內(nèi)部數(shù)字電路、比較器與DAC的電源控制。也可采用置高“power down”管腳的方式。使用“power down”管腳，可斷電器件絕大部分電路?；诒疚乃婕暗膽?yīng)用場景，最小化動(dòng)態(tài)功耗，采用管腳斷電的方式，即在未發(fā)射的常態(tài)，置高power down管腳，使其處于休眠狀態(tài)。

6 結(jié)束語

經(jīng)實(shí)踐證明，該方法能很好的完成通信信號處理，對性能沒有影響，能夠大幅度降低系統(tǒng)動(dòng)態(tài)功耗。軟件全部采用verilog HDL語言進(jìn)行編寫，具有較強(qiáng)的通用性、擴(kuò)展性和可移植性，同時(shí)適用于絕大多數(shù)FPGA。對于使用FPGA作為處理核心的通信設(shè)備，該功耗控制方法具備一定的借鑒意義。