1.8VCascode電流基準(zhǔn)源設(shè)計(jì)與仿真

康赟鑫，苑芳，徐翎，張曉曉，陳明玉，雷嘉懿，孫成帥，吳慶宇，林忠海

（1.山東工商學(xué)院，山東煙臺(tái)，264000；2.青軟創(chuàng)新科技集團(tuán)股份有限公司，山東青島，266000）

0 引言

隨著科技水平的日新月異以及亞微米、深亞微米技術(shù)的日益發(fā)展，便攜式電子產(chǎn)品和微型電子設(shè)備的快速發(fā)展和普及，電流基準(zhǔn)源作為模擬集成電路中最重要的部分之一，能廣泛應(yīng)用于運(yùn)算放大器、數(shù)模、模數(shù)轉(zhuǎn)換器以及濾波器等多種集成電路器件中，在實(shí)際項(xiàng)目中應(yīng)用十分廣泛，受到了人們的廣泛關(guān)注[3]?；鶞?zhǔn)電流源是模擬電路中必不可少的基本部件，高性能的模擬電路必須有高質(zhì)量、高穩(wěn)定性的電流和電壓偏置電路來支撐，它的性能會(huì)直接影響到電路的功耗、電源抑制比、開環(huán)增益、以及溫度等特性[4]。本文針對傳統(tǒng)的電流基準(zhǔn)電路因溝道長度調(diào)制效應(yīng)導(dǎo)致的支路電流不一致的問題，設(shè)計(jì)了一個(gè)新穎的電路基準(zhǔn)源。有效避免了傳統(tǒng)基準(zhǔn)電路因溝道長度調(diào)制效應(yīng)所帶來的支路電流不一致的情況，并提高了電路的輸出阻抗，且溫漂系數(shù)低。

1 電流基準(zhǔn)電路中的反饋方式

電流基準(zhǔn)電路的反饋方式很重要，若電流基準(zhǔn)電路一直處于正反饋狀態(tài)則此電路無法正常工作。以傳統(tǒng)的電流基準(zhǔn)電路為例詳細(xì)分析其內(nèi)部的反饋方式。如圖1所示，其內(nèi)部有兩種反饋方式：由M1、M2和M3構(gòu)成的正反饋方式以及M3、M4和R2構(gòu)成的負(fù)反饋方式。

圖1 傳統(tǒng)電流基準(zhǔn)電路

首先分析正反饋方式：接入電源電壓，V1處的電壓升高，由于M1和M2為共源極的連接方式，V1經(jīng)過共源極的放大管M1，電壓變化趨勢是相反的，增益為負(fù)值，故V2處電壓降低。M3和R2構(gòu)成了源極負(fù)反饋的電路結(jié)構(gòu)其電路產(chǎn)生的增益也是負(fù)值，故V2處的電壓經(jīng)過兩次增益為負(fù)、負(fù)負(fù)得正使得V1處的電壓最終處于升高的狀態(tài)。詳細(xì)的增益表達(dá)式如下：

其中，β表示環(huán)路增益，mg表示跨導(dǎo)，R表示各器件的等效電阻值。

負(fù)反饋的結(jié)構(gòu)由M4、M3和R2構(gòu)成，其工作原理為：首先M4為放大管，V3處的電壓變大，由于共源極的關(guān)系V2處的電壓變小，V2處的電壓降低后，根據(jù)飽和區(qū)電流公式，V3的電壓隨著V2電壓變化而變化，則V3處的電壓降低，達(dá)成負(fù)反饋關(guān)系。具體增益表達(dá)式如（3）所示：

比較 1β與 2β可得出 2β大于 1β，此電路是負(fù)反饋的工作方式，這就保證了電路結(jié)構(gòu)會(huì)自動(dòng)調(diào)節(jié)整體電路的工作狀態(tài)，使整個(gè)電路能正常工作。但是由于M1和M2為電流鏡關(guān)系，理論上說電流鏡的兩條支路的電流應(yīng)該相等，兩條支路的壓降都應(yīng)該是過驅(qū)動(dòng)電壓Von，但是由于M2的柵漏極短接，其壓降變?yōu)閂th+Von導(dǎo)致M1和M2的源漏電壓Vds不一致，就會(huì)產(chǎn)生溝道長度調(diào)制效應(yīng)，導(dǎo)致兩條支路的電流不一致。一般的解決方法是將MOS管的溝道長度L設(shè)置為工藝值的4倍以上。溝道長度L變大了，但器件的電流能力減小了，因此需要按比例增大器件的溝道寬度W[6]。有時(shí)我們并不希望改變管子的寬長比，故這就給電路的設(shè)計(jì)和調(diào)整帶來了一定的困難。

2 Cascode電流基準(zhǔn)電路

基于以上分析，本文在傳統(tǒng)電流基準(zhǔn)電路的基礎(chǔ)上，為彌補(bǔ)傳統(tǒng)電流基準(zhǔn)電路的不足，設(shè)計(jì)增加了Cascode電流鏡結(jié)構(gòu)，原理圖如圖2所示。在原有電路的基礎(chǔ)上加了一層MOS管和一個(gè)緩沖電阻R5。

圖2 Cascode電流基準(zhǔn)電路原理圖

2.1 自啟動(dòng)電路分析

在電源電壓工作過程中，也經(jīng)常會(huì)有簡并偏置點(diǎn)的存在。所謂的兼并點(diǎn)就是零點(diǎn)與正常工作點(diǎn)的兩種工作狀態(tài)[5]。此外，需要設(shè)計(jì)一個(gè)啟動(dòng)電路來使其脫離產(chǎn)生的簡并偏置點(diǎn)，從而使得整體電路進(jìn)入工作狀態(tài)。圖2左邊部分由R3、M9、M10構(gòu)成自啟動(dòng)電路，是根據(jù)需要設(shè)計(jì)的一種啟動(dòng)電路。采用電阻與MOS管串聯(lián)的原因在于能夠有效降低電源靈敏度，若采用同類型的元件進(jìn)行串聯(lián)，其所在的分壓電路對電源波動(dòng)是非常敏感的，若電源波動(dòng)，則基準(zhǔn)電流就會(huì)波動(dòng)導(dǎo)致電路無法正常工作[7]。

在電源剛上電時(shí)，電路中所有電壓都為零，當(dāng)電流流經(jīng)電阻R3后產(chǎn)生一個(gè)壓降，隨著電源電壓VDD的不斷上升M9的柵極電壓上升，此時(shí)右邊支路的電流為零，則M9的源端電壓為零。M9處于截止?fàn)顟B(tài)。當(dāng)M9的柵極電壓超過了自身的閾值電壓Vth時(shí)M9導(dǎo)通，則會(huì)有一部分電流通過M9從M14的漏端流入使得M13的柵極電壓上升直至M13完全導(dǎo)通，則M13上面部分的管子因電流鏡的關(guān)系全部導(dǎo)通，兩支路電流循環(huán)流動(dòng)起來。隨著電源電壓VDD不斷升高，打破了M9源端電壓為零的情況，M9源端電壓升高直至M9截止。故M9只有在電路上電的瞬間導(dǎo)通，當(dāng)整個(gè)電路完全導(dǎo)通后M9自動(dòng)關(guān)斷截止，此種設(shè)計(jì)避免了額外功耗的產(chǎn)生，符合當(dāng)下設(shè)計(jì)對電路低功耗的要求。

2.2 電流基準(zhǔn)核心電路分析

電流基準(zhǔn)電路的一個(gè)特點(diǎn)是電流與電源電壓VDD的變化無關(guān)。圖2的右邊兩條支路的漏電流分別為I1和I2。設(shè)計(jì)指標(biāo)為兩支路電流相等，則有如下關(guān)系：

兩式子聯(lián)立得：

式中：GSV表示M14管的柵源電壓；14thV表示M14管的閾值電壓；μ為載流子遷移率；Cox為單位柵氧化層面積電容；β表示環(huán)路增益。由上式可以得到，此電路設(shè)計(jì)的電流與電源電壓VDD無關(guān)，不用再關(guān)注此電路的電源靈敏度，擺脫了電源波動(dòng)的影響。此電流源可供給芯片中的許多運(yùn)算放大器作為其基準(zhǔn)電流。

此外，如今的運(yùn)算放大器對輸出阻抗的要求比較高，本電路設(shè)計(jì)采用Cascode結(jié)構(gòu)的另一個(gè)目的是利用其結(jié)構(gòu)本身具有的高輸出阻抗，此電路的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于可以根據(jù)實(shí)際工程項(xiàng)目的需要繼續(xù)在M8管右側(cè)繼續(xù)并聯(lián)支路，與M7~M12構(gòu)成電流鏡的關(guān)系且可以直接作為運(yùn)算放大器的電流基準(zhǔn)源，因其很高的輸出阻抗，運(yùn)算放大器的放大倍數(shù)會(huì)顯著提升。

3 電路仿真與分析

根據(jù)飽和區(qū)電流公式（7）計(jì)算求得M7的寬長比為5/1，M7~M12由于是電流鏡的關(guān)系則取寬長比一致。并根據(jù)電路調(diào)整其余MOS管的寬長比使基準(zhǔn)電路中工作的MOS管都處于飽和區(qū)。需要注意的是不能讓M11與M12進(jìn)入弱反型區(qū)。

決定支路電流大小的關(guān)鍵因素在于電阻R4的阻值，由于電阻R4上的壓降由M14管的柵源電壓VGS決定，利用Cadence Spectre仿真工具掃描為0.53mV，設(shè)計(jì)支路電流為10μA，則R4的阻值為53k。仿真結(jié)果如圖3所示。在電源電壓為1.8V時(shí)輸出電流就已經(jīng)達(dá)到了設(shè)計(jì)目標(biāo)值，電源電壓超過1.8V后輸出電流并沒有波動(dòng)，能穩(wěn)定輸出電流10μA，體現(xiàn)了與電源無關(guān)的特性，提高了電路的穩(wěn)定性。

圖3 輸出電流波形圖

兩支路的輸出電流對比圖如圖4所示，圖4(a)為存在溝道長度調(diào)制效應(yīng)的支路電流圖，可見電流失真明顯。圖4（b）為改進(jìn)后的支路電流波形圖，電源電壓從0變化到2.5V時(shí)，支路的電流并沒有因溝道長度調(diào)制效應(yīng)而發(fā)生波動(dòng)。此種結(jié)構(gòu)有效的避免了溝道長度調(diào)制效應(yīng)帶來的負(fù)面影響，也并不需要將MOS管的寬長比設(shè)置為工藝值的4倍以上，對版圖的匹配設(shè)計(jì)以及整體版圖的布局規(guī)劃有一定的優(yōu)化作用。

圖4 兩支路輸出電流對比圖

另外基準(zhǔn)電路的一個(gè)重要指標(biāo)為在寬溫度范圍下的工作穩(wěn)定程度[8]。即溫漂系數(shù)，其不僅是衡量基準(zhǔn)電壓源輸出電壓隨溫度變化的性能參數(shù)，也是衡量基準(zhǔn)電流源的一個(gè)重要參數(shù)，其公式如下：

式中Tc表示基準(zhǔn)電流源的溫漂系數(shù)；IMAX表示基準(zhǔn)電流最大值；IMIN表示基準(zhǔn)電流最小值；IMEAN表示基準(zhǔn)電流平均值；TMAX和TMIN分別表示溫度的最大值和最小值。經(jīng)Cadence Spectre掃描，在-20℃~120℃的溫度變化范圍內(nèi)，由式（8）計(jì)算得溫漂系數(shù)為133ppm/℃。

由于電路中存在正反饋關(guān)系，為確保電路沒有振蕩，利用Cadence Spectre仿真工具進(jìn)行瞬態(tài)（tran）仿真，時(shí)間取0~50ns。仿真結(jié)果如圖5所示，電壓穩(wěn)定輸出并未振蕩。經(jīng)Cadence Spectre掃描得自啟動(dòng)電路為基準(zhǔn)電路提供的偏置電流為-93.13fA，電路的整體功耗為58.33μW，在0.18μm標(biāo)準(zhǔn)工藝下，該電路能在1.8V的電壓下穩(wěn)定工作且低功耗。

圖5 電路瞬態(tài)仿真波形圖

表1 電流基準(zhǔn)源性能比較

基于0.18μm CMOS工藝完成電路版圖設(shè)計(jì)與驗(yàn)證，總體版圖如圖6所示，總面積為41.5μm×34μm。為減少版圖設(shè)計(jì)對電流基準(zhǔn)源的影響，在版圖設(shè)計(jì)中，Cascode電流鏡采用質(zhì)心匹配，電阻陣列考慮到連線和版圖復(fù)雜度采用了對稱的排列方式，減少工藝變化引起的不匹配。

圖6 所設(shè)計(jì)的電流基準(zhǔn)源版圖

4 總結(jié)

本文基于傳統(tǒng)電流基準(zhǔn)電路，設(shè)計(jì)了一個(gè)新型Cascode電流基準(zhǔn)電路，電路結(jié)構(gòu)簡單且低功耗。電路能有效避免溝道長度調(diào)制效應(yīng)帶來的支路電流不一致的負(fù)面影響以及具有較高的輸出阻抗。詳細(xì)分析了基準(zhǔn)電路的反饋方式以及自啟動(dòng)電路和基準(zhǔn)核心電路的工作原理。采用TSMC0.18μm CMOS工藝，利用Cadence Spectre仿真工具得在1.8V的電源電壓下，本電流基準(zhǔn)電路能穩(wěn)定輸出電流10μA，在-20℃~120℃的溫度下，溫漂系數(shù)為133ppm/℃，功耗為58.33μW。因采用Cascode結(jié)構(gòu)故此電路具有較高的輸出阻抗，在實(shí)際工程項(xiàng)目中應(yīng)用廣泛，所以很適合為運(yùn)算放大器、數(shù)模、模數(shù)轉(zhuǎn)換器以及濾波器等提供穩(wěn)定輸出電流。