基于磁耦合電流轉(zhuǎn)移的阻尼式直流開斷技術(shù)

吳益飛，肖 宇，楊 飛，榮命哲，吳 翊，申家銘

（電力設(shè)備電氣絕緣國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，西安交通大學(xué)，陜西省 西安市 710049）

0 引言

直流輸電以其獨(dú)特的優(yōu)勢(shì)成為輸電技術(shù)的重要發(fā)展方向［1-3］，但由于短路電流上升率高且沒有自然過零點(diǎn)，直流開斷技術(shù)成為制約直流輸電發(fā)展的瓶頸［4-7］。因此，研制高性能、低成本、高可靠性的直流斷路器對(duì)推動(dòng)直流系統(tǒng)發(fā)展運(yùn)行具有重要意義。

目前直流開斷的技術(shù)路線主要包括機(jī)械式［8-13］和混合式［14-17］兩種，對(duì)于不同的電壓等級(jí)以及應(yīng)用需求，兩種方案各有優(yōu)勢(shì)。例如，中國南澳島160 kV 直流輸電系統(tǒng)采用機(jī)械式方案［18］，舟山200 kV 采用了混合式方案［19］，張北500 kV 直流輸電系統(tǒng)采用了混合式和機(jī)械式方案［20-21］。機(jī)械式方案優(yōu)勢(shì)在于結(jié)構(gòu)相對(duì)簡單、開斷容量大，并且隨著新型開斷拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究，其成本體積得到進(jìn)一步優(yōu)化［22-24］；但小電流開斷時(shí)間長、快速重合閘困難等瓶頸問題仍然難以突破，限制了該方案開斷性能的提升，且其成本隨著重合閘次數(shù)的增加顯著提升?；旌鲜椒桨竷?yōu)勢(shì)在于全電流開斷速度快、重合閘簡單；但其轉(zhuǎn)移支路需要大量的全控型電力電子器件，隨著開斷電流需求提升，將會(huì)造成成本進(jìn)一步增加［25-27］。不論是機(jī)械式還是混合式，快速開關(guān)斷口間隙的弧后絕緣恢復(fù)特性［28-32］已成為決定開斷成功與否的關(guān)鍵共性問題，但目前方案都使用了大量的機(jī)械開關(guān)斷口串聯(lián)，這極大降低了開斷可靠性。因此，隨著直流電網(wǎng)的電壓等級(jí)進(jìn)一步提升以及未來系統(tǒng)容量的增加，提升現(xiàn)有機(jī)械式和混合式直流斷路器的斷電流及耐受電壓的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)設(shè)備高經(jīng)濟(jì)性與可靠性，將極具挑戰(zhàn)［33］?，F(xiàn)投入商業(yè)運(yùn)行的單臺(tái)500 kV 高壓直流斷路器的造價(jià)高達(dá)1 億元，顯然難以滿足未來多端直流電網(wǎng)的規(guī)?；瘧?yīng)用需求。

針對(duì)目前直流斷路器方案存在的不足，本文提出了一種具備快速轉(zhuǎn)移和限流開斷功能的新型阻尼式直流斷路器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分析了其工作原理，對(duì)電流阻尼模塊的換流能力與開斷特性的關(guān)鍵影響因素進(jìn)行了仿真分析。最后，通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性，并分析了對(duì)不同電壓等級(jí)的適應(yīng)性。

1 阻尼式直流斷路器拓?fù)渑c工作原理

1.1 直流開斷需求分析

以目前主流開斷方案之一的混合式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為例［13］，其開斷過程如附錄A 圖A1 所示。首先，需要通過輔助換流開關(guān)將電流由高速機(jī)械開關(guān)轉(zhuǎn)移至電力電子器件，如附錄A 圖A1（a）所示；然后，通過電力電子器件將電流轉(zhuǎn)移至金屬氧化物避雷器（metal oxide varistor，MOV）中，建立開斷過電壓并耗散系統(tǒng)能量，如附錄A 圖A1（b）所示。

據(jù)此，可將直流開斷簡化成3 個(gè)過程：電流快速轉(zhuǎn)移、開斷電壓建立和系統(tǒng)能量耗散。本文提出以下直流開斷方案。

1）基于磁耦合的電流快速轉(zhuǎn)移：通過磁耦合線圈方式進(jìn)行電流快速轉(zhuǎn)移，降低斷口通態(tài)損耗，如附錄A 圖A2（a）所示。

2）限流與開斷集成：在轉(zhuǎn)移支路設(shè)計(jì)阻尼限流模塊，降低電力電子器件的開斷容量需求，優(yōu)化成本體積，如附錄A 圖A2（b）所示。

3）阻尼模塊與MOV 復(fù)合耗能：在能量耗散階段，阻尼模塊和MOV 共同耗散系統(tǒng)能量，降低MOV 的耗能容量，提高可靠性。

1.2 磁耦合阻尼式直流斷路器拓?fù)?/h3>

本文提出的阻尼式直流斷路器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。斷路器由主支路、電流阻尼模塊和橋式固態(tài)開關(guān)三部分組成。主支路包括單個(gè)或多級(jí)串聯(lián)的快速機(jī)械開關(guān)（fast mechanical switch，F(xiàn)MS）。電流阻尼模塊由磁耦合模塊（magnetic induction current commutation module，MICCM）和阻尼電路組成。MICCM 由電容器C1、晶閘管組件、原邊線圈和副邊線圈組成。4 個(gè)晶閘管組件用于構(gòu)建預(yù)充電電容器的橋式電路，保證電流的雙向開斷。阻尼電路包括并聯(lián)連接的電阻R和電容C。橋式固態(tài)開關(guān)包括二極管橋、IGCT 和MOV。MOV 用于限制過電壓并在開斷過程中耗散系統(tǒng)故障能量。

圖1 新型阻尼式直流斷路器拓?fù)銯ig.1 Topology of novel damping DC circuit breaker

1.3 開斷原理

根據(jù)圖1 所示的拓?fù)?，斷路器故障開斷的不同階段等效電路見附錄A 圖A3。根據(jù)阻尼模塊和固態(tài)開關(guān)的工作順序，斷開過程可以分為兩個(gè)階段：阻尼階段和開斷階段。故障電流開斷過程中的斷口電流和斷口電壓如圖2 所示，圖中，is為系統(tǒng)電流，i0為開關(guān)電流，i1為阻尼模塊和橋式固態(tài)開關(guān)的電流，im為MOV 電流，uCB為斷路器兩端電壓，t0、t1、t2、t3、t4、t5為開斷過程的關(guān)鍵時(shí)間節(jié)點(diǎn)。

圖2 故障電流開斷中的電流和電壓波形Fig.2 Current and voltage waveforms during fault current breaking process

1）階段1：0＜t≤t0

在t0之前，超快速開關(guān)FMS 承載額定電流，通流損耗很小。由于FMS 電阻比負(fù)載電阻小得多，因此無須考慮。在t0之前，系統(tǒng)電流is的公式為：

式中：E0為系統(tǒng)電壓；R0為系統(tǒng)的等效電阻和等效電感；ZL為系統(tǒng)正常運(yùn)行情況下的等效負(fù)載。

2）階段2：t0＜t≤t1

當(dāng)在t0時(shí)刻發(fā)生短路故障時(shí)，is迅速上升。以2 kA 額定電流為例，認(rèn)為當(dāng)系統(tǒng)電流達(dá)到額定電流2.5 倍，即5 kA，則認(rèn)定短路，此時(shí)給FMS 發(fā)送分閘信號(hào)，經(jīng)過一段時(shí)間的機(jī)械延時(shí)后，F(xiàn)MS 拉開燃弧。在t0到t1時(shí)間內(nèi)，is由以下公式確定。

式中：L0為系統(tǒng)的等效電感。

3）階段3：t1＜t≤t2

在t1時(shí)刻，MICCM 中的晶閘管和固態(tài)開關(guān)中的IGCT 同時(shí)導(dǎo)通，預(yù)充電電容C1放電，MICCM 副邊感應(yīng)出負(fù)電壓，主支路中的電流迅速轉(zhuǎn)移。假設(shè)固態(tài)開關(guān)中的IGCT 和二極管上的壓降為Uon，電弧電壓為Uarc，則在t1到t2時(shí)間段的主支路電流和電壓由式（3）確定。

式中：C為阻尼電容；L1、L2分別為副邊和原邊線圈的電感；M和k分別為原副邊線圈之間的互感和耦合系數(shù)；UC和UC1分別為電容器C和C1兩端的電壓；i2為磁耦合原邊的電流；iC和iR分別為電容器C和電阻R中的電流。

由此可得電阻R中的電流iR為：

式中：A為常數(shù)；t為時(shí)間。

由此可得阻尼模塊耗能為：

4）階段4：t2＜t≤t3

t2時(shí)，F(xiàn)MS 電流完全轉(zhuǎn)移，C1剩余的預(yù)充電電壓在FMS 上產(chǎn)生負(fù)電壓。t2到t3時(shí)刻的支路電流和電壓由式（6）決定：

此階段阻尼模塊消耗的能量為：

5）階段5：t3＜t≤t4

在t3時(shí)刻，主支路電壓為零，電容C被故障電流充電，電壓迅速升高，通過阻尼模塊建立阻尼電壓來限制故障電流。當(dāng)C1的電流i2降至0 時(shí)，由于C1的反向電壓作用，晶閘管橋截止。從t3到t4，支路電流和電壓由式（8）確定。由此可見，從t1到t4，主支路的電流由快速機(jī)械開關(guān)轉(zhuǎn)移至阻尼支路，通過阻尼模塊實(shí)現(xiàn)了故障限流。

此階段阻尼模塊消耗的能量為：

其中iR由式（4）計(jì)算得出。

6）階段6：t4＜t≤t5

在t4時(shí)，F(xiàn)MS 能夠承受開斷過電壓，串聯(lián)的IGCT 關(guān)斷，MOV 導(dǎo)通，IGCT 中的電流快速轉(zhuǎn)移至MOV。之后，電容器C上的阻尼電壓和MOV 上的電壓UMOV共同構(gòu)成了開斷過電壓，迫使系統(tǒng)電流迅速降至零。最后，t5時(shí)刻故障電流降至零，完成了分?jǐn)噙^程。t4至t5時(shí)段的回路方程滿足式（10）。

其中，MOV 消耗的能量EMOV為：

至開斷完成時(shí)刻，阻尼模塊累計(jì)消耗的能量為電阻耗能與電容儲(chǔ)能之和ERC。

其中iR由式（4）計(jì)算得出。根據(jù)階段5—階段6 的分析，由于在電力電子支路中加入了阻尼模塊，相當(dāng)于增大了電流轉(zhuǎn)移過程中的等效阻抗，一方面使得故障電流在由主支路轉(zhuǎn)移至電力電子支路的過程中得到有效限制，降低了橋式固態(tài)開關(guān)模塊中IGCT 的開斷需求，減小了IGCT 的并聯(lián)數(shù)量；另一方面由于阻尼電阻耗散了部分系統(tǒng)能量，使得需要MOV 耗散的系統(tǒng)能量進(jìn)一步減小，從而降低了IGCT 組件的MOV 容量。

基于上述過程分析，將本文的方案與目前較為主流的機(jī)械式和混合式斷路器方案進(jìn)行比較，如表1 所示，可以發(fā)現(xiàn)本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有如下優(yōu)勢(shì)。

表1 開斷特性比較Table 1 Comparison of breaking characteristics

1）通過在主支路串聯(lián)使用FMS，并利用MICCM 原邊的低壓電容實(shí)現(xiàn)了較大的換流能力，避免在主支路串聯(lián)負(fù)載轉(zhuǎn)移開關(guān)，從而使額定通流損耗大幅降低，同時(shí)提高了開斷可靠性。

2）在同一開斷工況下，若MOV 導(dǎo)通電壓與殘壓等參數(shù)相同，通過在電流轉(zhuǎn)移支路串入阻尼模塊，一方面可以對(duì)故障電流進(jìn)行限流，另一方面在耗能過程中與MOV 一起耗散系統(tǒng)能量，阻尼電壓和MOV 過電壓串聯(lián)，提升了斷路器開斷過電壓，增加了系統(tǒng)電流下降率，從而縮短開斷時(shí)間。

3）IGCT 抗涌流能力強(qiáng)，通態(tài)電壓低，有利于提高電流換流能力，小電流工況開斷速度快。此外，由于故障電流將被限制在一個(gè)相對(duì)較低的水平，避免了大量電力電子器件的使用。

4）固態(tài)開關(guān)關(guān)斷后，開斷過電壓由阻尼模塊電壓與MOV 電壓疊加，減少全開斷時(shí)間。由于阻尼電路中的電容自動(dòng)放電而不需要額外的放電電路，因此該方案可用于快速重合閘。

2 性能關(guān)鍵影響因素分析

換流能力與開斷特性是評(píng)估斷路器性能的關(guān)鍵指標(biāo)。為了研究所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的換流能力、開斷特性以及二者的關(guān)鍵影響因素，搭建了直流斷路器的仿真模型，其主要參數(shù)如表2 所示。

表2 仿真模型主要參數(shù)Table 2 Main parameters of simulation model

2.1 阻尼電容與電阻對(duì)開斷特性的影響

阻尼電容值的增加一方面將提升磁耦合模塊的故障電流轉(zhuǎn)移能力，另一方面將導(dǎo)致成本和體積的顯著升高。同時(shí)，阻尼電阻阻值過小會(huì)影響限流特性，導(dǎo)致開斷電流難以滿足要求，而阻值過大會(huì)造成電流轉(zhuǎn)移困難，延長電流轉(zhuǎn)移時(shí)間。因此，需要通過仿真分析以實(shí)現(xiàn)電流阻尼模塊中阻容參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)。

為了簡化分析過程，將磁耦合轉(zhuǎn)移模塊等效為負(fù)壓電源UM，基于式（3）推導(dǎo)轉(zhuǎn)移過程2 個(gè)關(guān)鍵參數(shù)i1和UC。

化簡后可得：

上述方程雖可根據(jù)初值推導(dǎo)特解，但解過于復(fù)雜，難以用于分析開斷特性。因此，通過數(shù)值解法分析阻尼R、C參數(shù)對(duì)開斷過程的影響，并進(jìn)行必要簡化：1）由于轉(zhuǎn)移時(shí)間相比故障時(shí)間極短，在轉(zhuǎn)移過程將故障電流簡化為恒定值；2）將導(dǎo)通壓降簡化為恒定值，忽略導(dǎo)通電阻的影響；3）方程初始為零狀態(tài)。

圖3（a）給 出 了R=30 Ω 情 況 下，電 容 對(duì) 于 開斷 特性的影響，圖中IR，C、UR，C分別表示不同參數(shù)下的電流、電壓，第1 個(gè)和第2 個(gè)下標(biāo)數(shù)字分別表示電阻參數(shù)值和電容參數(shù)值，例如，U10，40表示R=10 Ω，C=40 μF 條件下的電壓，I10，40同理。由圖可知，開斷過程中電容電壓隨著電容的增加幾乎線性減小，但在電容由30 μF 增加到40 μF 過程中，在其他條件不變的情況下，轉(zhuǎn)移電流峰值由15 kA 增加到17.5 kA，增幅顯著。圖3（b）給出了電容為40 μF 條件下，不同電阻對(duì)開斷特性的影響?？疾燹D(zhuǎn)移電流和電容電壓，電阻對(duì)電流轉(zhuǎn)移過程的影響均較小，因此，電阻參數(shù)的選擇主要從轉(zhuǎn)移完成后的限流和開斷過程進(jìn)行分析?？紤]到MOV 的非線性過程難以建立數(shù)學(xué)模型，本文為了量化阻尼模塊參數(shù)對(duì)開斷特性的影響，引入分壓比的概念，即阻尼電阻兩端電壓uC與斷口兩端電壓uCB之間的比值。分壓比高一方面說明阻尼模塊在限流階段電壓高，限流效果明顯；另一方面，高分壓比體現(xiàn)阻尼模塊在耗能過程中的耗能比例，對(duì)于斷路器而言可以降低MOV 的耗能壓力。

圖3 阻尼參數(shù)對(duì)轉(zhuǎn)移特性的影響Fig.3 Influence of damping parameters on transfer characteristic

阻容參數(shù)對(duì)分壓比的影響如圖4 所示。在阻尼電阻不變的情況下，隨著電容的增大，uC緩慢下降，分壓比也呈近似線性下降的趨勢(shì)，并且隨著電阻阻值的增加，這個(gè)趨勢(shì)越來越明顯。在電容不變的情況下，UC值隨著電阻增大上升明顯，分壓比也隨阻值增大而增大。同時(shí)注意到，阻值從30 Ω 增大到40 Ω 引起的分壓比增幅遠(yuǎn)沒有阻值從10 Ω 增大到20 Ω 情況顯著，說明電阻的不斷增大使阻尼模塊的限流與分壓作用趨于飽和。

圖4 不同阻容參數(shù)對(duì)分壓比的影響Fig.4 Influence of different resistance and capacitance parameters on voltage division ratio

因此，對(duì)于電阻電容參數(shù)的設(shè)計(jì)，需要從轉(zhuǎn)移能力、分壓和斷路器的成本體積等方面綜合考慮。對(duì)于本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與應(yīng)用工況，要求轉(zhuǎn)移能力15 kA 以上，并具備高于0.3 的分壓比，以滿足大容量轉(zhuǎn)移與快速耗能的需求。綜合考慮性能與成本的優(yōu)化，選取電阻參數(shù)為30 Ω，電容參數(shù)為40 μF。

2.2 磁耦合參數(shù)對(duì)開斷特性的影響

磁耦合模塊是實(shí)現(xiàn)故障電流快速轉(zhuǎn)移的核心部件，其轉(zhuǎn)移特性主要受原、副邊電感影響。合理選擇原、副邊電感的大小可以提高電流轉(zhuǎn)移能力，縮短轉(zhuǎn)移時(shí)間，因此要通過仿真確定原、副邊電感值。仿真過程中阻尼參數(shù)取值為：阻尼電容40 μF，阻尼電阻30 Ω。

磁耦合電流轉(zhuǎn)移過程的典型波形見附錄A 圖A4 所示，在副邊電流過零后，由于磁路突變，原邊電流的周期和峰值發(fā)生改變。不同電容值與預(yù)充電電壓對(duì)電流轉(zhuǎn)移能力的影響如附錄A 圖A5 所示。隨著電容值和充電電壓的升高，電流轉(zhuǎn)移能力提升明顯。但是電容超過500 μF 以后，電流轉(zhuǎn)移能力增長速度變慢。綜合考慮電流轉(zhuǎn)移速度對(duì)斷口弧后介質(zhì)恢復(fù)的影響以及電容值與充電電壓提高帶來的成本問題，本文選取電容值為500 μF，充電電壓為10 kV。

本文的磁耦合模塊采用空氣耦合方案［34-35］，并研究了不同原、副邊電感對(duì)原邊電流峰值、電流轉(zhuǎn)移能力、轉(zhuǎn)移時(shí)間的影響，仿真結(jié)果見附錄A 圖A6。根據(jù)仿真結(jié)果，原邊電感減小或副邊電感增大都會(huì)使原邊電流的峰值升高。當(dāng)原邊電感取40 μH，副邊電感取300 μH 時(shí)，原邊電流可達(dá)70 kA，但此時(shí)電流轉(zhuǎn)移能力不是最大。

電流轉(zhuǎn)移能力和原邊電感、副邊電感都呈負(fù)相關(guān)的關(guān)系。當(dāng)原邊電感取40 μH，副邊電感取100 μH時(shí)，電流轉(zhuǎn)移能力最強(qiáng)，可達(dá)18 kA。要達(dá)到15 kA的轉(zhuǎn)移能力，原邊電感要在小于60 μH 的范圍內(nèi)選擇。

電流轉(zhuǎn)移時(shí)間隨著原邊電感的增大而加長，隨著副邊電感的增大而縮短。當(dāng)原邊電感取40 μH，副邊電感取300 μH 時(shí)，轉(zhuǎn)移時(shí)間最短，大約需要42 μs。但此拓?fù)滢D(zhuǎn)移時(shí)間都在70 μs 以下，可以適應(yīng)不同電壓等級(jí)的開斷要求。

在設(shè)計(jì)磁耦合模塊時(shí)，原、副邊電感的取值要綜合考慮對(duì)于原邊電流峰值、電流轉(zhuǎn)移能力和轉(zhuǎn)移時(shí)間的影響。

3 開斷特性仿真分析

為了分析不同電壓等級(jí)下本文所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的適應(yīng)性，分別針對(duì)500 kV、110 kV 與10 kV 電壓等級(jí)下斷路器的開斷特性進(jìn)行仿真。

3.1 500 kV 開斷特性分析

短路電流開斷特性如圖5 所示。1 ms 時(shí)刻，系統(tǒng)出現(xiàn)短路故障，故障電流迅速上升。5 ms 時(shí)刻，觸發(fā)磁耦合模塊，IGCT 導(dǎo)通；磁耦合兩端負(fù)壓峰值約15 kV，在負(fù)壓作用下主支路約15 kA 電流迅速轉(zhuǎn)移到阻尼開斷支路，斷口電流過零，系統(tǒng)進(jìn)入阻尼階段，系統(tǒng)電流上升率受到限制。7 ms 時(shí)刻進(jìn)入開斷階段，IGCT 關(guān)斷，MOV 導(dǎo)通，IGCT 中的電流快速向MOV 轉(zhuǎn)移，開斷過電壓約1 000 kV，其中阻尼模塊分壓比為0.34，與設(shè)計(jì)預(yù)期基本符合。隨著系統(tǒng)能量耗散結(jié)束，F(xiàn)MS 承受開斷過電壓和系統(tǒng)電壓，完成開斷，開斷時(shí)間約5 ms。

圖5 500 kV 電壓等級(jí)下的短路電流開斷特性Fig.5 Breaking characteristics of short-circuit current on 500 kV voltage level

本文同樣計(jì)算了系統(tǒng)電壓500 kV，額定電流2 kA 下斷路器的開斷特性，結(jié)果見附錄A 圖A7。0 ms 時(shí)刻施加2 kA 系統(tǒng)電流，5 ms 時(shí)刻主支路電流迅速向阻尼模塊轉(zhuǎn)移，大約40 μs 完成換流。7 ms時(shí)刻IGCT 關(guān)斷，MOV 導(dǎo)通，之后iC過零完成開斷。開斷階段約600 μs，由于不存在故障電流，開斷時(shí)間不受阻尼模塊影響。小電流開斷過程見附錄A 圖A8，換流過程數(shù)微秒，在阻尼階段，由于系統(tǒng)電流小，阻尼模塊影響可以忽略；隨后在7 ms 時(shí)刻IGCT開斷，系統(tǒng)電壓上升，約16 ms 時(shí)刻完成電流開斷。

通過仿真驗(yàn)證了本文提出的開斷拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)500 kV 系統(tǒng)的限流與全電流范圍的快速開斷。

3.2 不同電壓等級(jí)適應(yīng)性分析

10 kV、110 kV 電壓等級(jí)下該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的短路開斷波形如附錄A 圖A9 所示。在10 kV 等級(jí)下，開斷過程分壓比約為0.401；110 kV 等級(jí)下，開斷過程分壓比約為0.389。隨著電壓等級(jí)的下降，分壓比逐漸提高，開斷時(shí)間逐漸縮短。這是由于隨著電壓等級(jí)的下降，阻尼電容的作用逐漸增強(qiáng)，電容電壓升高、耗能增加，使得開斷時(shí)間逐漸縮短。

綜上可知，上述仿真結(jié)果驗(yàn)證了本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在全電壓等級(jí)下都具有良好的適應(yīng)性。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提出的阻尼式直流開斷方案，本文設(shè)計(jì)了如圖6（a）所示的實(shí)驗(yàn)拓?fù)?。根?jù)此拓?fù)浯罱ǖ膶?shí)驗(yàn)系統(tǒng)如附錄A 圖A10 所示，包括以下幾個(gè)部分。

圖6 阻尼式實(shí)驗(yàn)拓?fù)渑c結(jié)果Fig.6 Topology and results of damping experiment

1）電流源：由預(yù)充電電容器組和電抗器構(gòu)成，其中 電 容Cs=20 mF，電 感Ls=300 μH，0 ms 時(shí) 刻觸發(fā)。

2）機(jī)械開關(guān)FMS：采用縱磁觸頭真空泡，機(jī)構(gòu)分閘速度約為3 m/s。

3）磁耦合模塊：由磁耦合線圈、電容與晶閘管VT 構(gòu)成，采用空氣耦合的方式，原邊電感L2=42 μH，副邊電感L1=288 μH。

4）電力電子支路：由IGCT 組件串聯(lián)構(gòu)成。

5）阻尼模塊：由R、C并聯(lián)構(gòu)成，其中阻尼電容為40 μF，阻尼電感為30 Ω。

用上述實(shí)驗(yàn)電路進(jìn)行阻尼開斷實(shí)驗(yàn)，同時(shí)基于第2章的阻尼式開斷方案模型仿真實(shí)驗(yàn)工況。在0 ms 時(shí)刻觸發(fā)回路導(dǎo)通，模擬短路發(fā)生時(shí)刻；之后回路電流開始上升，控制器檢測(cè)系統(tǒng)電流并判斷是否發(fā)生故障；控制器的短路電流判斷閾值為7 kA，因此在約3 ms 時(shí)刻，控制系統(tǒng)檢測(cè)出故障，并同時(shí)給機(jī)械開關(guān)發(fā)送分閘命令；分閘命令發(fā)送后1 ms，觸發(fā)磁耦合原邊支路并導(dǎo)通IGCT 器件，進(jìn)行故障電流轉(zhuǎn)移；再經(jīng)過0.2 ms，觸發(fā)IGCT 關(guān)斷。

實(shí)驗(yàn)波形與仿真波形如圖6（b）所示，0 ms 時(shí)刻系統(tǒng)電流開始上升，在3 ms 時(shí)刻機(jī)械開關(guān)觸發(fā)，經(jīng)0.5 ms 機(jī)械延時(shí)后觸頭拉開起弧，在4 ms 時(shí)刻磁耦合模塊觸發(fā)，斷口電流被轉(zhuǎn)移至阻尼支路，斷口電流過零；系統(tǒng)電流在阻尼支路中被R、C限流，同時(shí)電容電壓逐漸升高；在4.2 ms時(shí)刻，電容電壓約為5 kV，觸發(fā)IGCT 關(guān)斷，4.29 ms 時(shí)刻系統(tǒng)電流過零，總過電壓約為12.2 kV，分壓比為0.41。仿真波形與實(shí)驗(yàn)波形具有良好的吻合度，驗(yàn)證了本文所提出的阻尼式直流開斷方案的可行性。

5 結(jié)語

本文提出了一種集限流與開斷為一體的新型阻尼式直流斷路器拓?fù)浞桨?，通過磁耦合方案實(shí)現(xiàn)電流的快速轉(zhuǎn)移與抑制，在保證大開斷容量的同時(shí)可降低整體造價(jià)成本。通過仿真計(jì)算，獲得了方案關(guān)鍵部件的影響因素與優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，最后對(duì)本文提出的方案進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，得到如下結(jié)論。

1）本文提出的新型直流斷路器拓?fù)浞桨笇?shí)現(xiàn)了磁耦合模塊、阻尼模塊的集成設(shè)計(jì)，在實(shí)現(xiàn)快速轉(zhuǎn)移的同時(shí)對(duì)短路電流進(jìn)行限流，并通過阻尼電阻的分壓加速故障能量耗散，有效縮短了全分?jǐn)鄷r(shí)間；

2）阻尼模塊的參數(shù)設(shè)計(jì)中，阻尼電容的增加有利于故障電流快速轉(zhuǎn)移，減小斷口燃弧壓力；而阻尼電阻的增加有利于故障電流的限制與分?jǐn)?，但?huì)造成轉(zhuǎn)移能力的下降。綜合多方面影響，本文選定阻尼參數(shù)為R=30 Ω，C=40 μF；

3）基于關(guān)鍵影響參數(shù)的分析，通過仿真驗(yàn)證了本文提出的500 kV 直流斷路器開斷方案，可在2 ms內(nèi)快速截流15 kA 電流。同時(shí)，針對(duì)該拓?fù)浞桨高M(jìn)行了不同電壓等級(jí)的適應(yīng)性分析，驗(yàn)證了本文拓?fù)浞桨冈?10 kV 及10 kV 電壓等級(jí)下也可以實(shí)現(xiàn)快速的限流開斷。

后續(xù)研究將在高電壓等級(jí)中進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，為實(shí)際工程應(yīng)用提供支撐。

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