一種中壓絕緣大功率中頻變壓器的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法

王佳寧 鄒 強(qiáng) 胡嘉汶 裴 偉 趙玉順

一種中壓絕緣大功率中頻變壓器的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法

王佳寧 鄒 強(qiáng) 胡嘉汶 裴 偉 趙玉順

（合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院 合肥 230009）

應(yīng)用于光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的中壓絕緣大功率中頻變壓器（MFT）不僅要求其高低壓側(cè)繞組之間需要滿(mǎn)足較大的絕緣間距，而且其內(nèi)部也需要澆注隔熱的絕緣材料。然而，這會(huì)導(dǎo)致MFT出現(xiàn)電磁干擾現(xiàn)象嚴(yán)重、散熱困難等問(wèn)題。針對(duì)這些問(wèn)題，該文提出一種全面考慮鐵心尺寸、繞組線徑和繞組排布結(jié)構(gòu)的MFT優(yōu)化設(shè)計(jì)方法。該方法通過(guò)面積乘積（AP）法確定鐵心體積，再通過(guò)自由變量掃描對(duì)MFT進(jìn)行損耗最小化設(shè)計(jì)?；谟邢拊抡孳浖?yàn)證了該優(yōu)化設(shè)計(jì)方法可使變壓器漏電感減小及周?chē)碾姶鸥蓴_區(qū)域縮小。最后，通過(guò)該優(yōu)化設(shè)計(jì)方法設(shè)計(jì)一臺(tái)200kW/ 30kHz的MFT，并制作了樣機(jī)。通過(guò)理論和實(shí)驗(yàn)的對(duì)比，驗(yàn)證了優(yōu)化設(shè)計(jì)方法的有效性和準(zhǔn)確性。

大功率中頻變壓器 絕緣 面積乘積法 損耗建模 優(yōu)化設(shè)計(jì) 電磁干擾 有限元仿真

0 引言

由于光伏發(fā)電逐漸形成大規(guī)模集中開(kāi)發(fā)和中高壓接入電網(wǎng)的局面，對(duì)電氣設(shè)備的體積和質(zhì)量也有一定的限制[1-4]，使得中壓大功率電力電子變壓器受到了廣泛關(guān)注。相比于傳統(tǒng)低頻變壓器，大功率電力電子變壓器中工作頻率大多在1～50kHz的中頻范圍，因此具有更小的體積和質(zhì)量[5-9]。受目前開(kāi)關(guān)器件耐壓水平的限制，電力電子變壓器的隔離和升壓一般通過(guò)多個(gè)模塊化大功率DC-DC變換器級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)[10]，在低壓側(cè)并聯(lián)，高壓側(cè)串聯(lián)。

中頻變壓器（Medium Frequency Transformer, MFT）作為DC-DC變換器的核心器件之一，由于自身結(jié)構(gòu)的緊湊性，以及中頻和中壓的結(jié)合，使其設(shè)計(jì)具有較大的挑戰(zhàn)性。首先，頻率的升高雖然可以實(shí)現(xiàn)更高的功率密度，但也會(huì)導(dǎo)致MFT的繞組損耗和鐵心損耗增大[11-13]，從而增大了散熱難度且限制了效率的提高。其次，中壓帶來(lái)的絕緣需求也會(huì)產(chǎn)生兩個(gè)問(wèn)題：①高壓側(cè)繞組和低壓側(cè)繞組之間需要保持較大的絕緣間距，這使得MFT會(huì)產(chǎn)生更多的高頻漏磁，從而對(duì)DC-DC變換器中的其他電路產(chǎn)生電磁干擾[14]，影響穩(wěn)定性；②MFT內(nèi)部澆注隔熱的絕緣材料，這導(dǎo)致變壓器的散熱難度進(jìn)一步增大。所以在設(shè)計(jì)MFT時(shí)，不僅需要滿(mǎn)足功率密度的需求，而且也需要最小化損耗來(lái)盡可能地降低溫升，同時(shí)也要兼顧MFT電磁干擾的影響。

一般選擇低損耗密度的鐵心材料（如鐵氧體、納米晶）可以降低鐵心損耗。通過(guò)降低繞組交流電阻和直流電阻的比值（稱(chēng)為交流電阻因子），可以降低繞組的交流損耗[15]。交流電阻因子主要受趨膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng)的影響[16]。繞組選擇利茲線或者銅箔可以有效地降低趨膚效應(yīng)的影響[17]；改變繞組排布（繞組層數(shù)）和鐵心尺寸可以降低繞組周?chē)拇艌?chǎng)強(qiáng)度，從而降低鄰近效應(yīng)的影響。故為了最小化MFT損耗，需要考慮鐵心材料、鐵心尺寸、繞組材料、繞組尺寸和繞組排布等關(guān)鍵參數(shù)。

由于鐵心磁導(dǎo)率不是無(wú)窮大，故實(shí)際MFT會(huì)存在漏磁通。一方面，漏磁通形成的漏感可被LLC諧振變換器、隔離型DC-DC變換器等用作能量傳遞元件[18-20]。LLC諧振變換器因具有全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的特性而被廣泛使用。LLC諧振變換器使用漏感作為諧振電感時(shí)，漏感越小使得LLC諧振變換器的諧振電容電壓應(yīng)力越?。涣硪环矫?，因?yàn)槟K化DC-DC變換器的功率密度較高，MFT的高頻漏磁通產(chǎn)生的電磁干擾可能會(huì)在周?chē)娐飞袭a(chǎn)生感應(yīng)電壓和電流，同時(shí)產(chǎn)生額外損耗，從而降低電路穩(wěn)定性和變換器的效率。因此，在設(shè)計(jì)MFT時(shí)應(yīng)盡量減少漏磁通或?qū)ζ溥M(jìn)行屏蔽。

MFT的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法已有較多研究。面積乘積（Area Product, AP）法作為常用的MFT設(shè)計(jì)方法，能夠快速地通過(guò)解析公式對(duì)MFT進(jìn)行設(shè)計(jì)[21-22]。但因?yàn)锳P法對(duì)鐵心的設(shè)計(jì)多是根據(jù)其計(jì)算得到的面積乘積的值選擇合適的商用鐵心，這使得MFT的損耗并不一定能達(dá)到最小。文獻(xiàn)[23]介紹了通過(guò)遺傳算法來(lái)兼顧損耗和漏感的MFT多目標(biāo)優(yōu)化設(shè)計(jì)，并設(shè)計(jì)了一臺(tái)3.52kW/20kHz的MFT。但自由變量?jī)H僅考慮了繞組的排布參數(shù)，這也會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗不能達(dá)到最小。文獻(xiàn)[24]介紹了在考慮溫度、磁通密度、介電強(qiáng)度以及外部尺寸的限制條件下，通過(guò)自由參數(shù)掃描選出以功率密度和損耗為設(shè)計(jì)目標(biāo)的最優(yōu)方案，并設(shè)計(jì)了一臺(tái)166kW/20kHz的MFT。然而，繞組尺寸從標(biāo)準(zhǔn)尺寸列表中選擇，同樣會(huì)限制損耗的最小化設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[25]介紹了通過(guò)自由參數(shù)掃描，找到滿(mǎn)足效率、隔離、散熱和漏感要求的最高功率密度MFT，設(shè)計(jì)了一臺(tái)1MW/5kHz的具有較高絕緣性能的MFT。但沒(méi)有考慮損耗的最小化設(shè)計(jì)以及絕緣帶來(lái)的電磁干擾問(wèn)題。文獻(xiàn)[26]介紹了通過(guò)自由參數(shù)掃描法選出兼顧損耗、漏感和質(zhì)量的MFT最優(yōu)設(shè)計(jì)方案，設(shè)計(jì)了一臺(tái)300kW/5kHz的高絕緣性能的MFT，同樣也沒(méi)有對(duì)電磁干擾問(wèn)題進(jìn)行研究。

為了實(shí)現(xiàn)中壓絕緣大功率MFT的損耗最小化設(shè)計(jì)，同時(shí)兼顧電磁干擾問(wèn)題。本文提出了一種全面考慮鐵心尺寸、繞組線徑和繞組排布結(jié)構(gòu)的MFT優(yōu)化設(shè)計(jì)方法。該方法使用AP法設(shè)計(jì)鐵心體積，建立鐵心和繞組損耗模型并通過(guò)自由參數(shù)掃描使MFT損耗達(dá)到最小。對(duì)所述的MFT損耗最小化方法進(jìn)一步分析，證明其也會(huì)帶來(lái)漏感的降低以及電磁干擾區(qū)域的縮小。隨后，基于Ansys Maxwell有限元仿真軟件，對(duì)上述分析的正確性進(jìn)行驗(yàn)證。最后，根據(jù)提出的MFT優(yōu)化設(shè)計(jì)方法設(shè)計(jì)并制作了一臺(tái)35kV絕緣、200kW/30kHz的MFT樣機(jī)，對(duì)所提優(yōu)化設(shè)計(jì)方法的有效性和準(zhǔn)確性進(jìn)行驗(yàn)證。

1 MFT的建模

1.1 MFT的結(jié)構(gòu)

本文研究的MFT應(yīng)用于35kV光伏并網(wǎng)系統(tǒng)DC-DC變換器中，變換器為L(zhǎng)LC諧振變換器，MFT結(jié)構(gòu)和LLC諧振變換器電路拓?fù)浞謩e如圖1、圖2所示。鐵心選用鐵氧體材料，由多個(gè)磁塊拼接而成，氣隙設(shè)置在鐵心的拼接處。繞組由一個(gè)一次繞組（低壓側(cè)）和兩個(gè)相同的二次繞組（高壓側(cè)）組成。一次和二次繞組每匝均使用4根相同的導(dǎo)線并聯(lián)。繞組采用雙柱繞制結(jié)構(gòu)，一次與二次繞組均分成相同的兩部分，分別繞制在鐵心的A柱和B柱上。為了滿(mǎn)足高壓繞組與低壓繞組、鐵心之間35kV的絕緣要求，需要留出足夠的絕緣間距用來(lái)填充絕緣材料。

圖1 MFT的結(jié)構(gòu)

圖2 LLC諧振變換器電路拓?fù)?/p>

圖1中，、分別為鐵心窗口的寬度和高度；、分別為鐵心柱截面的寬度和厚度；g為氣隙的厚度；p、s分別為一次和二次繞組的層數(shù)；lp、ls分別為一次和二次繞組每層的匝數(shù)；p、s分別為一次和二次繞組的每根導(dǎo)線外直徑（包含絕緣層）；cph、cpv分別為一次繞組到鐵心柱和鐵軛的距離；wp和ws分別為一次和二次繞組的高度；wp和ws分別為一次和二次繞組的寬度；ps為一次和二次繞組間的絕緣間距；cs為二次繞組和鐵心的絕緣間距。圖2中，in為L(zhǎng)LC諧振變換器的輸入電壓；o為L(zhǎng)LC諧振變換器的輸出電壓；r為諧振電容；r為諧振電感，由外接電感s和MFT的漏感k組成；m為勵(lì)磁電感；n為r和m上的電壓之和；s為變換器的輸出電壓。

基于應(yīng)用場(chǎng)合相關(guān)電氣參數(shù)，35kV絕緣MFT的設(shè)計(jì)要求見(jiàn)表1。

表1 35kV MFT的絕緣設(shè)計(jì)要求

Tab.1 Design requirements of 35kV insulated MFT

1.2 MFT體積的設(shè)計(jì)

首先對(duì)MFT的鐵心體積進(jìn)行設(shè)計(jì)。根據(jù)文獻(xiàn)[21]可知，MFT的鐵心體積和值之間存在的約束關(guān)系為

式中，c為鐵心體積；c為一個(gè)常系數(shù)，與鐵心類(lèi)型有關(guān)?？梢钥闯?，在鐵心材料確定后，保持的值不變，即可保證鐵心體積不變。

為了能夠滿(mǎn)足溫升限制，本文引用AP法中的面積乘積的計(jì)算公式設(shè)計(jì)鐵心體積[22]，如式（2）所示。其中，初始的最大磁通密度m根據(jù)鐵心類(lèi)型與其損耗曲線選擇合適的值。

在確定鐵心體積之后，繼續(xù)對(duì)鐵心損耗和繞組損耗進(jìn)行建模，并分析MFT關(guān)鍵的自由變量。

1.3 鐵心損耗建模

在電力電子變壓器中，電壓波形大多為矩形波。為了保證模型的精度，本文引用改進(jìn)的通用斯坦梅茲公式（Improved Generalized Steinmetz Equation, IGSE）[27]，該公式可較為準(zhǔn)確地計(jì)算任意非正弦激勵(lì)下的鐵心損耗，即

其中

式中，、、為常系數(shù)，可以從鐵心的損耗曲線或數(shù)據(jù)手冊(cè)中得到；為電壓周期；d()/d為磁通密度隨時(shí)間的變化率；D為的峰峰值，本文中，D=2m。

根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律，m可以表示為

式中，p為一次繞組的匝數(shù)。因鐵心體積不變可知，鐵心損耗主要由p、和決定。

1.4 繞組損耗建模

在中高頻下，繞組因鄰近效應(yīng)和趨膚效應(yīng)而產(chǎn)生交流損耗，可采用Dowell模型對(duì)交流損耗進(jìn)行計(jì)算[15]。

首先計(jì)算繞組的直流電阻，MFT的繞組選用利茲線制作，由于利茲線內(nèi)部結(jié)構(gòu)導(dǎo)致其截面的實(shí)際導(dǎo)流面積和整體面積有較大的差異，二者分別影響繞組損耗模型的精度與其在鐵心窗口中的排布。所以為了同時(shí)滿(mǎn)足繞組損耗建模精度和繞組在鐵心窗口中的精確排布，建立參數(shù)：利茲線可用面積在整體面積中的占比為w，計(jì)算式如式（6）所示。本文根據(jù)開(kāi)關(guān)頻率，選擇單股利茲線徑為s=0.15mm，然后根據(jù)利茲線實(shí)際制作工藝，確定w-avg（即不同利茲線股數(shù)對(duì)應(yīng)的w平均值）為0.55。

式中，為利茲線股數(shù)；為利茲線截面直徑。

由于本文中采用的繞組骨架結(jié)構(gòu)為橢圓形，為了方便繞組的平均匝長(zhǎng)建模且滿(mǎn)足精度，本文將橢圓形結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化為矩形結(jié)構(gòu)，繞組匝長(zhǎng)的簡(jiǎn)化模型如圖3所示。

圖3 繞組匝長(zhǎng)的簡(jiǎn)化模型

針對(duì)特定的磁心，首先測(cè)量其相應(yīng)的橢圓結(jié)構(gòu)實(shí)際平均匝長(zhǎng)。隨后保持相同的絕緣距離，對(duì)如圖3b所示的矩形結(jié)構(gòu)進(jìn)行理論平均匝長(zhǎng)建模，與橢圓結(jié)構(gòu)實(shí)際平均匝長(zhǎng)作比得到平均匝長(zhǎng)系數(shù)，基于此就可以建立橢圓形骨架的平均匝長(zhǎng)模型。一次和二次繞組的平均匝長(zhǎng)模型分別為

式中，為矩形結(jié)構(gòu)的平均匝長(zhǎng)轉(zhuǎn)化為橢圓形結(jié)構(gòu)的平均匝長(zhǎng)系數(shù)；p、s分別為一次、二次繞組的平均匝長(zhǎng)。

由于兩個(gè)二次繞組完全相同，故為了方便二次繞組損耗建模，假設(shè)A、B鐵心柱上的兩個(gè)二次繞組串聯(lián)，等效為一個(gè)繞組。等效二次繞組的每層匝數(shù)為2ls，層數(shù)不變?yōu)閟，總繞組匝數(shù)為2s。

根據(jù)圖1的MFT結(jié)構(gòu)，一次與等效二次繞組的直流電阻dcp和dcs分別為

式中，w為導(dǎo)線的電阻率。

將直流電阻乘以Dowell模型求得的交流電阻因子Ri，即可得到繞組交流電阻[28-29]。在本文研究的MFT結(jié)構(gòu)中，一次繞組需遠(yuǎn)離氣隙以減小氣隙效應(yīng)帶來(lái)的損耗，故上下端和鐵軛之間需留出一定的間距；二次繞組因絕緣要求高，上下端和鐵軛之間也需留出較大的絕緣間距。這導(dǎo)致一次、二次繞組實(shí)際的孔隙率都較低，使得Dowell模型的計(jì)算誤差變大。為了提高該結(jié)構(gòu)下的交流電阻計(jì)算精度，本文引入文獻(xiàn)[30]的校正因子Ri，該校正因子主要是通過(guò)校正繞組高度的方式來(lái)校正，表達(dá)式為

式中，Ri為交流電阻和直流電阻的比值；為標(biāo)準(zhǔn)化后的單股線徑和趨膚深度的比值；為趨膚深度；li為每層繞組的匝數(shù)（等效二次繞組按2ls計(jì)算）；為單根利茲線股數(shù)；eqi為修正后的繞組高度。

對(duì)于任意電流波形的繞組交流損耗計(jì)算，首先需要將電流進(jìn)行傅里葉分解，然后將電流直流分量下的繞組損耗和各次諧波下的繞組交流損耗相加，本文所研究MFT應(yīng)用于LLC諧振變換器，其中工作電流為正弦波，因此其繞組損耗可只考慮基波下的交流損耗，得到一次繞組損耗windingp與二次繞組損耗windings表達(dá)式分別為

2 MFT的優(yōu)化設(shè)計(jì)

在第1節(jié)對(duì)鐵心體積、鐵心損耗和繞組損耗模型的分析基礎(chǔ)上，本節(jié)對(duì)參數(shù)如表1所示的MFT進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。

根據(jù)損耗模型的分析，可知鐵心損耗與繞組損耗可由以下8個(gè)變量結(jié)合求得，因此將其作為優(yōu)化關(guān)鍵變量，分別是關(guān)于鐵心尺寸的3個(gè)變量：鐵心柱截面兩個(gè)尺寸、和鐵心窗口高度；關(guān)于繞組的5個(gè)變量：一次繞組匝數(shù)p，一次、二次繞組的利茲線的直徑p和s，一次、二次繞組的層數(shù)p和s。其中，、、p既影響鐵心損耗也影響繞組損耗，、p、s、p、s只影響繞組損耗。

MFT的優(yōu)化設(shè)計(jì)流程如圖4所示。整個(gè)優(yōu)化設(shè)計(jì)流程分為三大步。

圖4 MFT的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法流程

（1）先根據(jù)設(shè)計(jì)要求確定鐵心材料、繞組材料和絕緣間距等相關(guān)固定參數(shù)，然后根據(jù)式（1）確定MFT的值。其中，本文選用的鐵心材料為錳鋅鐵氧體材料。

（2）首先確定優(yōu)化變量的設(shè)計(jì)范圍，然后基于Matlab軟件，掃描給定變量取值范圍內(nèi)的所有設(shè)計(jì)的總損耗值tot，總損耗tot為

再?gòu)乃性O(shè)計(jì)點(diǎn)中找出滿(mǎn)足約束條件的設(shè)計(jì)點(diǎn)，約束條件包括鐵心值的限制和m的限制：m不得超過(guò)鐵心柱中最大飽和磁通密度sat的50%；窗口預(yù)留絕緣距離與制作工藝誤差裕度的限制，窗口需要給二次繞組預(yù)留2cs的絕緣距離和不小于ps的工藝誤差裕度，為一次繞組預(yù)留不小于ps的工藝誤差裕度；窗口長(zhǎng)度裕值，除繞組所占距離之外，窗口還需預(yù)留15mm及以上，具體為

式中，sat為鐵心柱中最大飽和磁通密度。隨后對(duì)比得出損耗最小值。

（3）首先輸出總損耗最小對(duì)應(yīng)的最優(yōu)變量解集，然后計(jì)算變壓器剩余的結(jié)構(gòu)參數(shù)，最后確定最優(yōu)設(shè)計(jì)方案。

優(yōu)化變量的取值范圍首先針對(duì)p進(jìn)行選取，選取一個(gè)較寬的取值范圍，以獲得較大的數(shù)據(jù)集。根據(jù)p取值范圍與m的取值，劃定鐵心柱截面的取值范圍，即與的取值范圍。p、s的取值范圍按載流量1～8A/mm2選取，同時(shí)基于p范圍與p和s范圍確定窗口高度的范圍。

隨后，本文進(jìn)一步分析了變量p、s對(duì)損耗的影響程度以定性分析優(yōu)化設(shè)計(jì)方法后MFT特點(diǎn)。在分析過(guò)程中，基于損耗模型與約束條件，分別改變p與s，并將其余7個(gè)變量固定，計(jì)算損耗（包括鐵心損耗、繞組損耗和總損耗），觀察變化趨勢(shì)；重復(fù)上述步驟。因樣本量繁雜，趨勢(shì)接近，難以全部展示，故選擇一組具有代表性的數(shù)據(jù)進(jìn)行展示，不同優(yōu)化變量和MFT損耗的關(guān)系如圖5所示。圖中，主要分析滿(mǎn)足約束條件的點(diǎn)（灰色區(qū)域覆蓋），故不滿(mǎn)足約束條件的點(diǎn)對(duì)應(yīng)損耗被設(shè)置為0。變量p、s只能取整數(shù)。

從圖5中可以看出，p從1層增大到2層，繞組損耗增大了24.1%；s從2層增大到3層，繞組損耗增大了36.4%。這是因?yàn)閜和s的增大會(huì)較大程度地加重鄰近效應(yīng)，從而導(dǎo)致繞組交流損耗較大幅地增加，且隨著繞組層數(shù)的增大，繞組損耗的增加幅度越大。故在優(yōu)化設(shè)計(jì)MFT時(shí)會(huì)盡可能減少繞組層數(shù)。層數(shù)的減少意味著每層繞組匝數(shù)的上升，因此會(huì)提高窗口高度，并且由于值恒定的限制，窗口長(zhǎng)度具有減小趨勢(shì)。

圖5 不同優(yōu)化變量和MFT損耗的關(guān)系

因此，本文的損耗最小化設(shè)計(jì)方案中繞組具有較小的n，鐵心具有較高的窗口，呈現(xiàn)“瘦高型”。優(yōu)化變量的取值范圍見(jiàn)表2，鐵心的厚度方向采用多個(gè)截面為方形的鐵氧體磁塊進(jìn)行拼接，為拼接的數(shù)量。

表2 優(yōu)化變量取值范圍

Tab.2 Range of optimization variables

根據(jù)圖4的優(yōu)化設(shè)計(jì)流程，選擇優(yōu)化設(shè)計(jì)中最小MFT總損耗的設(shè)計(jì)結(jié)果方案，見(jiàn)表3。MFT為MFT的體積；MFT為MFT的效率；為MFT的功率密度。

表3 MFT的優(yōu)化設(shè)計(jì)結(jié)果

Tab.3 Optimal design results of MFT

（續(xù)）

3 MFT的漏感和電磁干擾

本節(jié)主要研究了優(yōu)化設(shè)計(jì)的MFT漏感和電磁干擾問(wèn)題。漏感和電磁干擾主要由變壓器的漏磁能量所致。漏磁能量一般由兩部分組成[6]：一部分儲(chǔ)存在繞組導(dǎo)體中，這部分漏磁大小會(huì)影響繞組的鄰近效應(yīng)強(qiáng)度，進(jìn)而影響繞組的交流損耗，穿過(guò)導(dǎo)體的漏磁磁場(chǎng)強(qiáng)度越大，繞組交流損耗越大；另一部分儲(chǔ)存在絕緣區(qū)域（包括空氣），鐵心窗口截面及繞組中的磁動(dòng)勢(shì)分布如圖6所示。由安培環(huán)路定律以及圖6可知，變壓器的繞組層數(shù)越大，最外層繞組的磁動(dòng)勢(shì)（Magnetomotive Force, MMF）越大，進(jìn)而導(dǎo)致穿過(guò)該層和該層以外的繞組的漏磁磁場(chǎng)強(qiáng)度越大；鐵心窗口高度越小則減小了窗口中磁通的磁路長(zhǎng)度，導(dǎo)致穿過(guò)繞組導(dǎo)體和一次、二次繞組之間絕緣區(qū)域的漏磁磁場(chǎng)強(qiáng)度更大。故可以得知，增大和減小會(huì)帶來(lái)穿過(guò)繞組導(dǎo)體和一次、二次繞組之間絕緣區(qū)域的漏磁磁場(chǎng)強(qiáng)度減小，進(jìn)而帶來(lái)漏感和變壓器周?chē)姶鸥蓴_強(qiáng)度的降低。通過(guò)第2節(jié)分析可知，MFT的優(yōu)化設(shè)計(jì)會(huì)帶來(lái)的增大和的減小，并減小交流損耗，因此也可預(yù)見(jiàn)，MFT的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法不僅會(huì)降低交流損耗，也會(huì)使穿過(guò)繞組的漏磁磁場(chǎng)強(qiáng)度減小，從而減小漏感與電磁干擾。

為了驗(yàn)證本文優(yōu)化設(shè)計(jì)的MFT在損耗達(dá)到最小化的同時(shí)也帶來(lái)了漏感和電磁干擾現(xiàn)象的改善，本文引用文獻(xiàn)[18]中的AP法對(duì)MFT進(jìn)行設(shè)計(jì)，然后將AP法設(shè)計(jì)和本文所提優(yōu)化方法設(shè)計(jì)的MFT在漏感和電磁干擾方面進(jìn)行對(duì)比。

圖6 鐵心窗口截面及繞組中的磁動(dòng)勢(shì)分布

表4為AP法設(shè)計(jì)的MFT參數(shù)，對(duì)比表4可以看出，本文的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法設(shè)計(jì)的MFT在繞組損耗上有較大程度的降低。

表4 AP法設(shè)計(jì)的MFT結(jié)構(gòu)及電氣參數(shù)

Tab.4 MFT structure and electrical parameters designed by APmethod

利用Ansys Maxwell有限元仿真軟件對(duì)表3和表4的MFT勵(lì)磁電感m和漏感k進(jìn)行仿真對(duì)比，結(jié)果見(jiàn)表5。

表5 AP法和本文優(yōu)化方法設(shè)計(jì)的MFT的m和k仿真

Tab.5 The simulated values of Lm and Lk of MFT designed by AP method and the optimial method in this paper

從表5中可以看出，本文所提優(yōu)化設(shè)計(jì)方法設(shè)計(jì)的MFT漏感比AP法的設(shè)計(jì)小了將近一半，證明了上述理論分析的正確性。同時(shí)兩臺(tái)變壓器m的仿真值基本相同，因?yàn)闅庀堕L(zhǎng)度和繞組匝數(shù)相同。

然后對(duì)漏磁引起的電磁干擾現(xiàn)象進(jìn)行研究，因漏磁場(chǎng)的分布難以用數(shù)學(xué)模型準(zhǔn)確計(jì)算得到，為此也采用有限元仿真方法進(jìn)行研究，通過(guò)觀察變壓器周?chē)穆┐艌?chǎng)磁感應(yīng)強(qiáng)度和磁場(chǎng)強(qiáng)度云圖可較為直觀地觀察并對(duì)比電磁干擾的強(qiáng)度，但不易定量分析。為準(zhǔn)確量化對(duì)比電磁干擾的強(qiáng)度，采用如下方法：通過(guò)在MFT外側(cè)放置鋁板，改變鋁板到MFT二次繞組的距離，觀察鋁板因漏磁場(chǎng)帶來(lái)的渦流效應(yīng)導(dǎo)致的損耗情況，漏磁場(chǎng)越強(qiáng)，則電磁干擾越強(qiáng)，渦流效應(yīng)越明顯，帶來(lái)的損耗也越大，從而側(cè)面定量反映MFT在此處的電磁干擾強(qiáng)弱。圖7為在Ansys Maxwell軟件中描述兩臺(tái)MFT外側(cè)電磁干擾現(xiàn)象的簡(jiǎn)化仿真模型。

圖7 MFT周?chē)姶鸥蓴_現(xiàn)象研究的簡(jiǎn)化模型

圖8展示了當(dāng)=50mm時(shí)，兩臺(tái)MFT外側(cè)漏磁場(chǎng)磁感應(yīng)強(qiáng)度的分布，選用鋁板為參照物。可以直觀地看出，基于本文所提優(yōu)化方法設(shè)計(jì)的MFT，鋁板周?chē)母?。從而說(shuō)明本文所提優(yōu)化方法設(shè)計(jì)的MFT對(duì)外側(cè)的電磁干擾影響更小一些。

圖8 d=50mm時(shí)，MFT周?chē)鶥的分布

圖9展示了兩臺(tái)MFT外側(cè)的鋁板損耗（兩個(gè)MFT外側(cè)的鋁板損耗以AP法設(shè)計(jì)的MFT外側(cè)鋁板長(zhǎng)度為基準(zhǔn)，參照實(shí)際厚度，在保持相同電阻的情況下，進(jìn)行了數(shù)據(jù)折算），以定量分析MFT對(duì)外電磁干擾的影響，隨著鋁板位置變化而變化的曲線。從圖中可以看出，隨著的增大，鋁板損耗越小，同時(shí)損耗的變化率也越來(lái)越小。當(dāng)為5～25mm的時(shí)候，基于AP法設(shè)計(jì)的MFT外側(cè)鋁板損耗可達(dá)優(yōu)化設(shè)計(jì)后MFT外側(cè)鋁板損耗6～10倍，可知這段區(qū)域內(nèi)基于AP法設(shè)計(jì)的MFT對(duì)外電磁干擾強(qiáng)度遠(yuǎn)超優(yōu)化設(shè)計(jì)后的MFT對(duì)外電磁干擾強(qiáng)度。當(dāng)＞120mm時(shí)，基于AP法設(shè)計(jì)的MFT外側(cè)鋁板損耗接近0且損耗變化率趨于平穩(wěn)，說(shuō)明鋁板在該范圍內(nèi)受電磁干擾的影響較小，可判定該范圍屬于電磁干擾較弱區(qū)域；反之，在0＜＜120mm范圍內(nèi)屬于電磁干擾較強(qiáng)區(qū)域。同理，基于本文優(yōu)化方法設(shè)計(jì)的MFT，在0＜＜80mm范圍內(nèi)屬于電磁干擾較強(qiáng)區(qū)域。通過(guò)對(duì)比說(shuō)明了相對(duì)于AP法的設(shè)計(jì)，本文所提優(yōu)化方法設(shè)計(jì)的MFT的外側(cè)電磁干擾區(qū)域也得到了較大程度的改善。

圖9 兩臺(tái)MFT的電磁干擾強(qiáng)弱區(qū)域分布對(duì)比

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提優(yōu)化設(shè)計(jì)方法的準(zhǔn)確性，根據(jù)表3的設(shè)計(jì)結(jié)果，設(shè)計(jì)了一臺(tái)200kW/30kHz的MFT樣機(jī)，如圖10所示，該樣機(jī)預(yù)留了絕緣間距，暫未填充絕緣材料。其LLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖11所示。

圖10 優(yōu)化設(shè)計(jì)的MFT樣機(jī)

4.1 電氣參數(shù)的測(cè)量

首先對(duì)變壓器樣機(jī)的m和k大小進(jìn)行測(cè)量。通過(guò)阻抗分析儀WK6500B對(duì)MFT樣機(jī)的m和k的測(cè)試結(jié)果見(jiàn)表6，與表5對(duì)比可得，測(cè)量值和仿真值結(jié)果近似。誤差產(chǎn)生的原因?yàn)樽儔浩鳂訖C(jī)的氣隙尺寸與仿真中的設(shè)定值不能保證完全一致，導(dǎo)致勵(lì)磁電感無(wú)法完全一致；因?qū)嶋H利茲線與變壓器骨架帶來(lái)的偏差，實(shí)際的一次、二次繞組間的絕緣間距與仿真中的設(shè)定值不能保證完全一致，導(dǎo)致漏感的偏離，但該誤差的偏差在可接受范圍內(nèi)。

圖11 LLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

表6m和k的測(cè)試值

Tab.6 Tested values of Lm and Lk

4.2 效率和溫升的測(cè)量

為了驗(yàn)證本文優(yōu)化設(shè)計(jì)的MFT的工作性能，本文從輕載到滿(mǎn)載分別測(cè)試了9個(gè)功率點(diǎn)的工作狀態(tài)。MFT的工作環(huán)境為：測(cè)試場(chǎng)地為密閉室內(nèi)，室溫約為28℃且室內(nèi)無(wú)風(fēng)，MFT的一端放置三聯(lián)裝風(fēng)扇進(jìn)行風(fēng)冷散熱，在風(fēng)扇對(duì)側(cè)放置熱成像儀進(jìn)行溫升測(cè)量，如圖11所示。LLC諧振變換器的輸入電壓恒定為1 300V。圖12展示了100kW和200kW下的諧振電流p、諧振電感兩端電壓加上勵(lì)磁電感兩端電壓之和n的實(shí)驗(yàn)波形。從p的正弦波形中可以得出，LLC諧振變換器工作在諧振點(diǎn)附近。

使用功率分析儀YOKOGAWA WT3000E分別對(duì)LLC諧振變換器中9個(gè)功率點(diǎn)的效率進(jìn)行了測(cè)量。為了驗(yàn)證優(yōu)化設(shè)計(jì)方法的準(zhǔn)確性，本文根據(jù)實(shí)際電壓和電流值對(duì)各個(gè)功率點(diǎn)下的效率進(jìn)行了理論計(jì)算。

圖12 Ip和Un的實(shí)驗(yàn)波形

理論計(jì)算主要考慮了逆變側(cè)開(kāi)關(guān)管的通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗、諧振電容的損耗、MFT總損耗、外接諧振電感損耗和整流二極管通態(tài)損耗。

其中，開(kāi)關(guān)管的通態(tài)損耗為

式中，ds-rms為流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流有效值；dson為開(kāi)關(guān)管的通態(tài)電阻。

開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷損耗為

式中，ref、ref和ref分別為開(kāi)關(guān)管Datasheet中給的參考關(guān)斷電壓、關(guān)斷電流和關(guān)斷時(shí)損失的能量；off和off分別為實(shí)際的關(guān)斷電壓和關(guān)斷電流。

根據(jù)電容的等效串聯(lián)電阻（Equivalent Series Resistance, ESR），諧振電容的損耗為

式中，Req為電容的等效串聯(lián)電阻。

整流二極管的通態(tài)損耗為

式中，dio-rms為流過(guò)二極管的電流有效值；F為二極管的通態(tài)壓降。外接電感的損耗建模方法與MFT一致。損耗計(jì)算中電壓電流參數(shù)均由實(shí)驗(yàn)測(cè)得。

LLC諧振變換器效率的實(shí)測(cè)值和理論值的對(duì)比如圖13所示，可以看出，效率的實(shí)測(cè)值和理論值近似，在測(cè)試過(guò)程中，因主功率電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)問(wèn)題，開(kāi)關(guān)管和二極管的殼溫極難測(cè)量。因而在開(kāi)關(guān)管和二極管通態(tài)損耗中，dson和F采用典型值計(jì)算，實(shí)際中dson和F則具有正溫度變換特性，產(chǎn)生些許誤差，因此理論效率變換斜率稍小于實(shí)測(cè)效率，但誤差在可接受范圍內(nèi)。實(shí)測(cè)值和理論值相當(dāng)接近，證明了MFT理論模型的準(zhǔn)確性。其中，最高實(shí)測(cè)效率點(diǎn)達(dá)到99.18%，滿(mǎn)載時(shí)的實(shí)測(cè)效率為98.59%。當(dāng)滿(mǎn)載（200kW）時(shí)，LLC諧振變換器各部分的損耗分布理論值對(duì)比如圖14所示，可以看出，損耗主要集中在逆變側(cè)開(kāi)關(guān)管的通態(tài)損耗和整流二極管的通態(tài)損耗。

圖13 LLC諧振變換器的效率實(shí)測(cè)值和理論值對(duì)比

圖14 Pin=200kW時(shí)，LLC諧振變換器的主要損耗分布

損耗最小化設(shè)計(jì)帶來(lái)直觀優(yōu)點(diǎn)是較低的溫升。本文使用FLIR熱成像儀對(duì)滿(mǎn)載（200kW）下的MFT進(jìn)行了溫升測(cè)量。在此條件下，工作了40min后溫度基本穩(wěn)定，熱成像結(jié)果如圖15所示。由于外側(cè)的二次繞組受風(fēng)冷散熱影響較大，故測(cè)得二次繞組溫升較低；而內(nèi)側(cè)的一次繞組風(fēng)扇難以吹到，同時(shí)熱成像位置在風(fēng)扇對(duì)側(cè)，故測(cè)得一次繞組溫升較高。目前，整個(gè)MFT的最高溫為79.6℃，最大溫升為51℃左右，為后續(xù)考慮絕緣材料的MFT溫升裕留了足夠大的空間。

圖15 Pin=200kW時(shí)，MFT的熱成像

5 結(jié)論

本文討論了AP法設(shè)計(jì)鐵心體積的解析模型以及鐵心損耗和繞組損耗的解析模型，進(jìn)一步討論了繞組層數(shù)和損耗之間的關(guān)系，提出了一種MFT損耗最小化的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，為MFT的設(shè)計(jì)提供了參考思路。

通過(guò)有限元仿真軟件，證明了本文的MFT設(shè)計(jì)方法可以減小損耗的同時(shí)減小漏感與電磁干擾的影響。同時(shí)研究了變壓器周?chē)姶鸥蓴_的強(qiáng)弱情況，為外圍電路的放置位置提供參考。

最后，通過(guò)鐵心和繞組的定制化，制作了一臺(tái)應(yīng)用于LLC諧振變換器的35kV絕緣、200kW、30kHz的MFT樣機(jī)。通過(guò)理論和實(shí)際的效率對(duì)比，驗(yàn)證了本文方法的有效性和準(zhǔn)確性。LLC諧振變換器的最高實(shí)測(cè)效率可達(dá)99.18%。同時(shí)變壓器也未出現(xiàn)散熱問(wèn)題，在沒(méi)有考慮加入絕緣材料的條件下，變壓器的實(shí)測(cè)溫升遠(yuǎn)低于設(shè)計(jì)要求，為后面繼續(xù)研究加入絕緣材料的MFT裕留足夠的溫升空間。

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An Optimal Design Method for Medium-Voltage Insulated High-Power Medium-Frequency Transformer

（College of Electrical Engineering and Automation Hefei University of Technology Hefei 230009 China）

The medium-voltage insulated high-power medium-frequency transformer (MFT) used in photovoltaic grid-connected systems not only requires a large insulation distance between the high and low voltage side windings, but also needs to be poured with thermal-protective insulating materials inside. However, it can lead to problems such as serious electromagnetic interference and difficult heat dissipation in the MFT. Therefore, this paper proposes an MFT optimal design method that fully considers the core size, winding wire diameter and winding arrangement structure. In this method, the core volume is determined by the area product (AP) method, and then the loss of the MFT is minimized by free variable scanning. Based on the finite element simulation software, it is verified that the optimized design method will also reduce the electromagnetic interference area around the transformer. Finally, a 200kW/30kHz MFT was designed through the optimized design method, and a prototype was made. The comparison between theory and experiment verifies the optimized design method.

High-power medium-frequency transformer, insulation, area product method, loss modeling, optimal design, electromagnetic interference, finite element simulation

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211799

TM432

國(guó)家自然科學(xué)基金面上項(xiàng)目（52077051）、合肥綜合性國(guó)家科學(xué)中心能源研究院項(xiàng)目（19KZS207, 21KZS203）和高等學(xué)校學(xué)科創(chuàng)新引智計(jì)劃項(xiàng)目（BP0719039）資助。

2021-11-04

2022-02-11

王佳寧 男，1985年生，副教授，研究方向?yàn)殡娏υO(shè)備的封裝和可靠性測(cè)試、電力電子轉(zhuǎn)換器的集成、寬帶隙電力設(shè)備的應(yīng)用、電磁建模。E-mail: 16002530@163.com

胡嘉汶 男，1997年生，碩士研究生，研究方向?yàn)槎嘞郘LC諧振變換器設(shè)計(jì)與大功率中頻變壓器的優(yōu)化設(shè)計(jì)。E-mail: hjw970604@qq.com（通信作者）

（編輯 陳 誠(chéng)）