一種SiC MOSFET串擾抑制的諧振輔助驅動電路

黃勇勝 張建忠 王 寧

一種SiC MOSFET串擾抑制的諧振輔助驅動電路

黃勇勝 張建忠 王 寧

（東南大學電氣工程學院 南京 210096）

隨著SiC MOSFET開關頻率的不斷增加，逆變器橋臂串擾現(xiàn)象越發(fā)嚴重并易造成橋臂直通短路，這限制了SiC MOSFET開關頻率的進一步提高。該文提出一種SiC MOSFET串擾抑制的諧振輔助驅動電路，通過在柵源之間添加電容電感輔助諧振電路，能夠在SiC MOSFET關斷期間完成負壓到零壓的變化，同時不需要使用有源器件。當SiC MOSFET開通時，輔助電路讓柵極電壓從0.7V上升而非負壓上升，相較于傳統(tǒng)驅動電路，開關速度更快、開關損耗更低；而且同時具備抑制正向串擾和反向串擾的優(yōu)點。該文分析電路的參數(shù)設置，并通過仿真和實驗驗證了該電路相對于傳統(tǒng)驅動電路的優(yōu)勢。

串擾抑制 SiC MOSFET 諧振輔助驅動電路 無源電路

0 引言

隨著逆變器工作頻率的不斷增加，寬禁帶半導體材料SiC、GaN以其更低的導通電阻、更低的結溫、更好的穩(wěn)定性以及更高的開關頻率，成為能替代Si材料的一種極具前景的半導體材料。由于SiC的這些關鍵優(yōu)勢，使用SiC MOSFET在各種功率變換器的應用場景中可以有效地打破開關頻率的瓶頸，降低開關功耗和體積，同時能夠提高功率逆變器的功率密度和效率[1-4]。

然而，在實際的橋式電路中，隨著開關頻率的不斷提高，在低頻影響不明顯的雜散參數(shù)會因較高的d/d和d/d產(chǎn)生能夠損害系統(tǒng)運行的電壓電流振蕩、尖峰[5]。相對于傳統(tǒng)的Si MOSFET，SiC MOSFET具有更低的開通電壓閾值、較低的最大柵源極允許負壓，因此在橋式電路中，同一橋臂互補器件之間的相互作用會變得更加嚴重。同一橋臂，上管開通瞬間引起的正向雜散脈沖可能更容易導致下橋臂柵源極電壓超過閾值觸發(fā)誤導通，引發(fā)嚴重的橋臂短路。同理，關斷瞬間引起的負雜散脈沖很容易突破SiC MOSFET柵源間最低容許電壓，從而擊穿SiC MOSFET[6-7]。因此串擾問題成為制約SiC走向更高頻率的一個重要障礙。為了保證SiC MOSFET設備運行的可靠性，串擾的抑制是急需解決的問題。

在以往的串擾抑制研究中，大多數(shù)學者針對串擾的解決辦法可分為以下幾類：

（1）柵源極并聯(lián)電容。通過增加柵源極等效電容來遏制串擾引起的尖峰大小[8-10]。這種方法設計簡單、串擾抑制效果好；但是另一方面會影響SiC MOSFET的開關速度，不利于SiC MOSFET的高速開通，同時也會增大開通和關斷損耗。

（2）采用主動門極驅動。文獻[11-12]通過主動打開輔助晶體管，使額外的輔助電容器并聯(lián)在柵源極之間，從而在串擾發(fā)生時主動抑制，不影響開關速度。文獻[13]通過主動向源極注入與串擾電流相反的米勒電流從而抵消串擾的影響，相對于傳統(tǒng)的主動門極驅動，其電路更簡單。文獻[14]采用四電平的方式能抑制串擾優(yōu)化SiC MOSFET開關管的開關速度。由于控制的復雜性，大多數(shù)主動門極電路較為復雜，設計難度高。

（3）負壓關斷和多電平驅動。利用負壓關斷可以有效地提升關斷速度，同時能夠抑制正向開通串擾，但是與之而來的一個問題，在橋臂另一開關管關斷時刻會引起更大的負壓尖峰，嚴重時可能會擊穿SiC MOSFET。文獻[15]提出了一種智能的柵極驅動器，通過輔助晶體管和二極管進行主動控制以產(chǎn)生多電平來抑制正負串擾尖峰，并取得了很好的效果。文獻[16]提出了一種控制三極管開斷實現(xiàn)柵極電壓多電平來抑制串擾。但是有源器件的加入不僅引入了額外的控制信號，還增加了隔離器件等各種輔助器件，使得電路變得復雜。文獻[17]對此做出改進，使用RC輔助回路延遲開通SiC MOSFET器件來產(chǎn)生多電平信號，但是依然引入有源器件，需要增加至少一路PWM信號，使得軟件設計復雜性增加。

SiC器件的柵極驅動設計非常重要，它能夠影響器件的工作性能[18]。SiC MOSFET的柵極驅動需要有抑制串擾能力，否則必須犧牲SiC MOSFET的開關速度換取更穩(wěn)定的運行。文獻[19]提出了一種RCD電平移位電路，通過兩個電容的分壓實現(xiàn)了只需要一個正壓電壓源便可以實現(xiàn)負壓關斷的門極電路，但是它也存在一定的局限性。由于關斷驅動電平只有負壓關斷，雖然有效地遏制了正向開啟串擾的影響，與此同時加劇了負壓串擾，在互補開關管關斷時，負壓串擾能很輕松地低于柵極最低承受電壓，針對上述SiC MOSFET串擾抑制方法存在的局限性，本文提出了一種諧振驅動電路，該諧振輔助驅動電路通過對、、等無源器件的參數(shù)整定和電路設置，能夠在僅增加無源器件的條件下提供抑制負壓串擾和正壓串擾抑制的能力，同時不影響SiC MOSFET的開關速度。

1 電路設計

本文在RCD電路的基礎上提出了一種能夠有效抑制橋臂串擾的諧振多電平電路。其設計思路和參數(shù)選擇如下。

1.1 諧振輔助驅動電路基本思路

諧振輔助驅動電路如圖1所示，圖中，SiC MOSFET的等效模型由柵漏極結電容gd、柵源極結電容gs、漏源極結電容ds組成，g為柵極驅動電阻，RCD回路由電容q、p和電阻q、p組成，通過q和p的比值可以實現(xiàn)電容q和p的分壓，從而實現(xiàn)電源模塊僅提供正電壓便可進行負壓關斷和正壓開啟。同時增加了輔助電路以實現(xiàn)在負壓串擾時能有足夠的裕度，防止負壓損壞柵極。

圖1 諧振輔助驅動電路

在驅動開啟電壓來臨時，電源模塊提供電壓GG會給q充電使其能夠在關斷時提供足夠的負壓，從而在快速關斷SiC器件的同時抑制正向串擾電壓尖峰。其中q和p為兩個大電阻，為q、p提供預想的分壓。在驅動電壓關斷時，電容q已經(jīng)積攢足夠的電荷，從而給門極提供負壓關斷，與此同時由q、r、VD2形成的回路工作，使電容q上的能量轉移至電感r，由于電感電流不能突變，所以只要設計好q、r的時間常數(shù)，便可在死區(qū)時間之后、互補開關管開通時，仍然保持足夠的負壓來抑制即將到來的正向串擾。在死區(qū)時間之后，電容的能量逐漸衰減并轉移至電感r上，當q電壓衰減至一個二極管的開通電壓時，q電壓被VD1鉗制?；芈冯姼须娏魍ㄟ^回路VD1-VD2-r近似保持不變，從而在下一個開啟時刻來臨時加快門極的充電速度并回饋能量給電源?？偟膩碚f，該電路能夠在柵極正尖峰時提供足夠的負電平以抵沖尖峰，并在柵極負尖峰來臨之前將柵極電壓拉高到微高于零電平，從而能夠抵御到來的負壓尖峰。本文提出的電路全部使用無源器件實現(xiàn)了類似于多電平串擾抑制驅動電路的操作，相對于傳統(tǒng)的多電平移位電路，該電路不需要額外的PWM脈沖，且能夠有效地抑制正向尖峰的同時保證不會有過低的負壓串擾尖峰。本文提出的輔助電路分為以下幾個階段。

1）預備充電階段

首先通過持續(xù)供給開通信號給RCD回路充電，使電容p、q達到初始電壓，其中分壓值由電阻比決定。驅動芯片提供的電源電壓為24V，導通二極管VD2壓降被近似為0。穩(wěn)定后電容分壓分別為

式中，Vp、Vq分別為電容p、q上的電壓。預備充電階段等效電路如圖2所示，g為充電電流。

圖2 預備充電階段等效電路

充電時間由q、p、q、p共同決定，當預備階段導通時等效電路如圖2所示，其預備充電過 程為

經(jīng)過拉氏變換后得

圖3 時序

2）正常工作階段

不同模態(tài)導通情況如圖4所示。

圖4 不同模態(tài)導通情況

[7,8] 階段，如圖4c所示，在導通瞬間，二極管VD2打開，下橋臂SiC MOSFET柵源極電壓由隔離驅動電源（IC）進行充電，同時電容p、鉗位二極管同時鉗制柵極電壓至Vp+d。使門極電壓能快速上升至Vp+d，同時電容q由回路GGqVD2VDz進行充電，為下一次關斷做準備，由于鉗位二極管VDz鉗制，Vq充電完成電壓為GGVzVd。所以只要對穩(wěn)壓二極管VDz選取合適的值即完成關斷負壓的設計。

1.2 RCD諧振電路參數(shù)設計

1）開通階段

在開通時刻，開啟狀態(tài)等效電路如圖5所示，此時q通過穩(wěn)壓二極管VDz進行快速充電，充電電壓為GGVzVd，z為穩(wěn)壓二極管的導通壓降。為了在穩(wěn)壓二極管上升時間內對電容p充電時對Vp的影響較小，電容p值需盡量大于電容q，即pq，本文選取p=100q。

圖5 開啟狀態(tài)等效電路

2）關斷階段一

關斷時，電路可分為兩個階段：電容電感諧振階段和電感能量維持階段。電容電感諧振階段拉式變換后頻域電路可等效為如圖6所示的關斷狀態(tài)一簡化電路。圖中，Vq為負壓關斷階段電容q的初始電壓，求得柵極電壓gs為

當CpCq時，式（7）可以簡化為

轉化為時域可得

由式（9）可知，當柵極電壓gs=0時，上升時間k為

調整電容和電感的值可改變柵極電壓到0時刻，從而能夠在正向串擾來臨前將電壓調回足夠的裕度以抵御負壓串擾。為了得到更好的負串擾抑制效果，需要柵極電壓在正向串擾來臨時維持較高的電壓，k為柵極電壓到零時間。

諧振階段隨關斷時間變化，柵極電壓相對于初始負壓百分比見表1。由表1可知，當時間＜0.28k時，柵極電壓能夠保持超過90%的初始負壓，在正向串擾來臨時有很好的串擾抑制效果。所以設計在

表1 諧振階段隨關斷時間變化，柵極電壓相對于初始負壓百分比

Tab.1 The percentage of gate voltage relative to the initial negative pressure over time

死區(qū)時間結束后，互補開關管開通時刻hon應當滿足hon＜0.28k，即

但是諧振周期也不能過長，為了在負壓串擾時能夠回到微正壓的電位，同時在下橋臂SiC MOSFET開關管開通時能夠縮短開通時間，柵極電壓到零時間應該滿足

式中，onmin為在橋臂電路變占空比的應用中開關管最小的導通時間。如果應用處于固定占空比電路，則k的設計要更加簡單，只需小于開通時間即可。在SVPWM的應用中，有最小脈沖和最大脈沖限制，一般來說，實際占空比限制在0.1～0.9之間。所以根據(jù)式（10）、式（11）可以確定諧振時間常數(shù)。但是由于該輔助電路在提前開通的情況下僅僅損失一小部分的正壓串擾抑制能力，并不會對電路穩(wěn)定性造成影響，由表1可知，在0.9k時，柵極電壓已經(jīng)降為15.64%Vq，實際的負壓已經(jīng)很輕微。所以在設計過程中可以適當放開諧振周期k設計，以獲得更好的正壓串擾抑制效果。

3）關斷階段二

關斷的第二個階段簡化電路如圖7所示，該階段電容q能量完全轉移至電感r上時，其電壓被二極管VD1鉗位，電感r在VD1和VD3回路續(xù)流。其中二極管VD1應當選用導通壓降較小、導通速度快的肖特基二極管，防止電容q過充，在該階段，電容q給柵極維持著一個二極管導通壓降的正電壓，能夠在互補開關管關斷，負壓串擾來臨時提供比零電平更好的串擾抑制效果，也能在下橋臂SiC MOSFET開通時更快開通。如果選用的二極管VD1、VD2壓降較小，電感r能量未完全消耗，則其能在下個開啟時刻來臨時加速下橋臂開通，同時向電源回饋能量。

圖7 關斷第二階段簡化電路

驅動電路參數(shù)完成設計之后，由于電感r和電容q的諧振時間常數(shù)固定，該驅動電路的關斷時間在大于諧振時間時才能獲得最佳的串擾抑制效果，所以在脈寬調制的應用中需要按照最小關斷時間對電感r由電容q進行選擇。

當按照某一開關頻率i進行驅動電路設計，死區(qū)時間保持不變時，降低開關頻率不會降低輔助電路的串擾抑制效果。開關頻率上升至k時，頻率增加互補開關管關斷時刻分布如圖8所示，其中，1為開關頻率i下互補橋臂關斷時刻分布集合，2為開關頻率k下互補橋臂關斷時刻分布集合，互補開關管在死區(qū)時間后開啟依然會有等額的正向串擾抑制效果，但是由于頻率的上升，互補開關管關斷時刻分布變窄，造成一部分互補開關管關斷時刻在柵極電壓到零之前，使得負壓串擾抑制效果相對于正常情況下有所減低，但是相對于負壓關斷驅動電路依然具備優(yōu)勢。同時在整定好參數(shù)后增大開關頻率造成的開通時刻提前對驅動電路正常驅動SiC MOSFET幾乎沒有影響。

圖8 頻率增加互補開關管關斷時刻分布

綜上所述，通過整定電容q和電感r的值可以確定驅動關斷期間電壓到零的時間，從而實現(xiàn)所需開關頻率下的串擾抑制能力。相對于傳統(tǒng)驅動，該輔助電路能夠以負壓迅速關斷SiC MOSFET，具有良好的驅動特性，同時能夠兼?zhèn)湔虼當_抑制和負壓串擾抑制的能力，不需要額外的驅動PWM信號。

1.3 損耗計算

輔助電路的加入不可避免的會帶來損耗，該輔助電路的主要損耗在于電容q和電感r之間諧振經(jīng)過二極管VD1和VD2的損耗，以及在充電情況下二極管VD3的損耗（次要損耗）。所以電容的損耗成為電路設計的一個重要方面。

開啟階段，電源加在p和q的兩端，為開關周期，產(chǎn)生損耗為

在設計中可以增大q和p的電阻值以降低該部分損耗。

在關斷階段一，設k為諧振回路電感r直流內阻、二極管VD3等效電阻之和，k為諧振回路電流，則關斷階段一損耗能量為

求得

關斷階段二，電感能量在消散電感r內阻、二極管VD1和VD3導通電阻，關斷階段二持續(xù)時間決定該階段損耗，完全消散時間為

取k=0.1，聯(lián)合式（10）和式（16）可得

在最壞的情況下，即關斷時間大于+0.1+all，電容電感諧振時所有的能量全部消散在二極管VD2、VD3、電感r直流內阻、電阻q和電阻p上時，關斷階段一和關斷階段二能量損耗為

在q=100nF的條件下，當頻率發(fā)生變化時，只需要改變電感r的值即可改變諧振時間長度。不同頻率下輔助電路最大損耗見表2。同時，為了降低輔助電路損耗，可以適當降低q容值，但會損失一定的鉗位能力。

表2 不同頻率下輔助電路損耗

Tab.2 Auxiliary circuit loss at different frequencies

2 仿真和實驗

本文采用Cadence旗下的Pispice進行仿真，搭建了同步Buck電路和雙脈沖測試平臺進行模擬，仿真電路如圖9所示。驅動電路參數(shù)見表3，同步Buck實驗參數(shù)見表4，SiC MOSFET選擇羅姆公司的SCT3080KL，其開啟閾值th=2.7V，柵極最大負壓max=-6.5V。仿真結果如圖10、圖11所示。

圖9 Pispice仿真電路

表3 驅動電路參數(shù)

Tab.3 Parameters of drive circuit

表4 Buck測試電路參數(shù)

Tab.4 Parameter of Buck test circuit

2.1 仿真結果

2.1.1 同步Buck仿真結果

同步Buck測試仿真結果如圖10所示。圖10a中，傳統(tǒng)的零電壓關斷驅動在正向串擾來臨時，其正壓尖峰4.8V已經(jīng)大大超過SiC MOSFET的開啟閾值電壓，容易引起誤導通，增加橋臂直通的風險，同時增大SiC MOSFET的導通損耗。圖10b為利用負壓關斷抑制正向串擾的情況，其正壓尖峰在負壓關斷的條件下，削減為0.2V，但是在互補開關管關斷時，引起的負壓尖峰已經(jīng)達到-7.8V，嚴重影響柵極性能。

圖10 同步Buck測試仿真結果

針對以上現(xiàn)象提出的諧振輔助驅動電路吸收兩種傳統(tǒng)電路的優(yōu)勢，同時能夠彌補兩種電路的劣勢。能夠將正壓尖峰降低至1.2V的同時，將負壓尖峰減弱至-2.8V，這將極大地提升驅動電路的穩(wěn)定性。由圖10c可知，該電路相對于傳統(tǒng)電路在抑制串擾方面有很大的優(yōu)勢。

2.1.2 雙脈沖測試仿真結果

雙脈沖測試仿真結果如圖11所示，相對于零電壓關斷驅動電路，其正向串擾從5.1V降低至1.1V，低于SiC MOSFET的開啟閾值，減少了誤開通風險，另外相對于負壓關斷驅動電路，反向串擾電壓值降低至-5.9V，緩解了過低負壓帶來的柵極擊穿問題。

圖11 雙脈沖測試仿真結果

2.2 實驗結果

2.2.1 同步實驗結果

本節(jié)搭建了諧振輔助驅動電路的硬件平臺，驅動電路如圖12所示，包括隔離電源模塊、光耦隔離模塊和增加的輔助電路。同時搭建了同步Buck變換器和雙脈沖測試硬件平臺，測試平臺如圖13所示，電路參數(shù)與仿真保持一致。

圖12 諧振輔助驅動電路

圖13 同步Buck電路和雙脈沖測試電路測試平臺

圖14為本文提出的諧振輔助驅動電路波形，從圖中可以看出，導通時驅動電壓為18V，關斷電壓

圖14 諧振輔助驅動電路波形

為-5.1V，并逐漸上升至0.7V。由于關斷期間電容由二極管鉗位，二極管的導通壓降導致了其關斷后電壓不是絕對的0V，而為0.7V左右。

圖15顯示了在Buck測試電路下零電壓關斷時串擾情況，從圖中可以看出，上管開通時引起的正壓串擾值為4.1V，超過了SCT 3080KL的開啟閾值，容易引起誤開通。圖16顯示了Buck測試電路下負壓關斷情況下的串擾情況，雖然負壓關斷能夠抑制正壓串擾至1.8V，但是其會將反向串擾加劇至-6.1V。Buck電路諧振輔助驅動串擾實驗結果如圖17所示，采用諧振輔助驅動電路的情況下，正壓串擾降低至0.6V，反向尖峰降低至-1.2V。

圖15 Buck電路零電壓關斷驅動串擾實驗結果

圖16 Buck電路負電壓關斷驅動串擾實驗結果

2.2.2 雙脈沖實驗結果

在同步Buck測試平臺中，誤開通會引起電流急劇增大，容易燒毀測試平臺，進一步測試串擾抑制性能會導致同等電壓、電流等級下的對照實驗串擾過大，引起短路和柵極擊穿的情況出現(xiàn)，嚴重會燒毀電路。為了進一步測試高電流情況下的串擾抑制情況，搭建了雙脈沖測試平臺進行實驗，在雙脈沖測試實驗中，電壓等級為200V，測試電流為37A。

圖17 Buck電路諧振輔助驅動串擾實驗結果

零電壓關斷驅動串擾雙脈沖實驗結果如圖18所示，在零電壓關斷的傳統(tǒng)驅動電路中，在互補開關管開通時，正向串擾達到5.6V，大大超過了SCT3080KL的開啟閾值，容易引起誤開通現(xiàn)象的發(fā)生，互補開關管關斷引起的反向串擾則在正常范圍為-4.2V。負壓關斷驅動串擾雙脈沖實驗結果如圖19所示，負壓關斷的驅動電路中，互補開關管關斷引起反向串擾尖峰達-7.9V，低于SCT3080KL允許的最低的柵極電壓值，容易擊穿柵極。本文采用的諧振輔助驅動電路中，其驅動串擾雙脈沖實驗結果如圖20所示，互補開關管開通引起的正壓串擾尖峰為1.8V，互補開關管關斷引起的反向負壓尖峰為-3.6V，均處于正常工作范圍內。不同驅動在不同測試環(huán)境下的串擾大小見表5。

圖18 零電壓關斷驅動串擾雙脈沖實驗結果

圖19 負壓關斷驅動串擾雙脈沖實驗結果

圖20 諧振輔助驅動電路驅動串擾雙脈沖實驗結果

表5 不同驅動在不同測試環(huán)境下的串擾大小

Tab.5 Crosstalk of different drivers in different test environment

3 結論

本文針對基于SiC MOSFET的橋臂電路在互補開關管高頻開關時容易產(chǎn)生正壓尖峰和負壓尖峰的問題，提出了一種SiC MOSFET串擾抑制的諧振輔助驅動電路，能夠在有效抑制正向串擾電壓尖峰的同時保護柵極不被負壓尖峰擊穿。采用該電路的SiC MOSFET驅動電路結合了傳統(tǒng)的零壓關斷驅動電路和負壓關斷驅動電路在抑制上的優(yōu)勢，在雙脈沖測試中將正向串擾降低為1.8V，同時將反向串擾尖峰抑制在-3.6V，有效抑制橋臂串擾現(xiàn)象。同時該電路由無源器件組成，無需多余的PWM信號輸入，抗干擾能力強且易于實現(xiàn)。由于增加了無源器件，該輔助驅動電路會不可避免地帶來額外損耗，在后續(xù)的工作中可以增加能量回收回路以減少損耗。

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A Resonant Auxiliary Drive Circuit for SiC MOSFET to Suppress Crosstalk

（School of Electrical Engineering Southeast University Nanjing 210096 China）

With the increase of the switching frequency of SiC MOSFETs, the crosstalk of inverter bridge arm becomes more and more serious, and it is easy to cause the bridge arm through short circuit, which limits the further increase of the switching frequency of SiC MOSFETs. In this paper, a resonant auxiliary driving circuit for SiC MOSFET crosstalk suppressionis proposed. By adding a capacitor inductor auxiliary resonant circuit between the gate and the source, the negative voltage can be changed to zero voltage during the turn-off period of SiC MOSFETs without any active devices. When the SiC MOSFET is turned on, the auxiliary circuit makes the gate voltage rise from 0.7V instead of a negative voltage. Compared with the traditional driving circuit, the switching speed is faster and the switching loss is lower, and alsohas the advantages of forward and reverse crosstalk suppression. This paper analyzes the parameter setting of the circuit, and verifies the advantages of the circuit through simulation and experiment.

Crosstalk suppression, SiC MOSFET, resonant auxiliary drive circuit, passive circuit

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210599

TM23

黃勇勝 男，1997年生，碩士研究生，研究方向為SiC MOSFET串擾現(xiàn)象分析及其抑制策略。E-mail: 302737465@qq.com

張建忠 男，1970年生，研究員，博士生導師，主要研究領域為新能源發(fā)電和電力電子技術。E-mail: jiz@seu.edu.cn（通信作者）

國家自然科學基金重點資助項目（51991384）。

2021-04-27

2022-02-27

（編輯 陳 誠）