基于動(dòng)態(tài)可變閾值的低功耗單聲道氣體超聲波流量計(jì)

江 圳, 徐科軍, 馬 杰, 張 倫, 徐浩然

(合肥工業(yè)大學(xué) 電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，合肥 230009)

1 引 言

目前采用氣體渦輪流量計(jì)對(duì)城市天然氣、煤氣等管道運(yùn)輸進(jìn)行流量測(cè)量。但是,由于氣體渦輪流量計(jì)存在壓損,當(dāng)測(cè)量天然氣時(shí),由于天然氣可能包含顆粒雜質(zhì),要在流量計(jì)上游加裝過(guò)濾器,過(guò)濾器存在阻擋器件,需定期校準(zhǔn)等缺陷[1～4],而氣體超聲波流量計(jì)為非接觸式測(cè)量,具有無(wú)壓損和量程比大等特性[5～7],可設(shè)計(jì)氣體超聲波流量計(jì)代替氣體渦輪流量計(jì)。同時(shí),燃?xì)忸?lèi)測(cè)量要保證安全性,應(yīng)該設(shè)計(jì)可電池供電的低功耗系統(tǒng)。

文獻(xiàn)[8]介紹了一種測(cè)量精度為1級(jí)的低功耗單聲道的氣體超聲波流量計(jì),并在燃?xì)庥?jì)量領(lǐng)域應(yīng)用。文獻(xiàn)[9]采用EFM32芯片和TDC-GP22時(shí)間測(cè)量芯片設(shè)計(jì)了一款礦用低功耗氣體超聲波流量計(jì)；文獻(xiàn)[10]對(duì)低功耗氣體超聲計(jì)的激勵(lì)接收電路進(jìn)行深入研究,提出基于MSP430和TDC-GP2時(shí)間測(cè)量芯片設(shè)計(jì)出計(jì)時(shí)控制電路；文獻(xiàn)[11]采用STM32和TDC-GP30時(shí)間測(cè)量芯片設(shè)計(jì)了單聲道超聲波燃?xì)獗怼?/p>

但是,文獻(xiàn)[9～11]研究的均是針對(duì)應(yīng)用于常壓工況下的氣體超聲波換能器,未考慮到燃?xì)膺\(yùn)輸處于中高壓工況,須采用耐高壓的氣體超聲波換能器。應(yīng)用于常壓下的氣體超聲波換能器產(chǎn)生的回波信號(hào)比較規(guī)則,能被現(xiàn)成的集成計(jì)時(shí)芯片所處理,既能保證精度,又能做到低功耗。但是,耐高壓氣體超聲波換能器由于其材料和工藝原因,產(chǎn)生的回波信號(hào)往往不夠規(guī)則,無(wú)法直接采用現(xiàn)成的集成計(jì)時(shí)芯片去處理。此外,文獻(xiàn)[9～11]研究的氣體超聲波流量計(jì)未達(dá)到一級(jí)測(cè)量精度的要求。

為此,選用國(guó)產(chǎn)耐高壓氣體超聲波換能器,針對(duì)其回波信號(hào)不規(guī)則的問(wèn)題,提出動(dòng)態(tài)可變閾值與過(guò)零檢測(cè)的信號(hào)處理方法。采用STM32單片機(jī),研制氣體超聲波流量變送器,設(shè)計(jì)新的激勵(lì)方式以節(jié)省功耗,改進(jìn)脈沖上傳方式以保證儀表精度。匹配重慶川儀自動(dòng)化股份有限公司研制的單聲道縮徑式氣體超聲波傳感器,形成完整的流量計(jì)進(jìn)行氣體標(biāo)定實(shí)驗(yàn),以驗(yàn)證本文所提信號(hào)處理方法以及研制的低功耗信號(hào)激勵(lì)和處理系統(tǒng)的有效性。

2 信號(hào)處理方法

2.1 回波信號(hào)分析

為了適用于中高壓工況下氣體流量測(cè)量的需要,選擇一款國(guó)產(chǎn)耐高壓氣體超聲波換能器,其最高耐壓值為1.6 MPa。但廠家為使換能器可耐高壓,采用鈦合金材料作為換能器的外殼,而非塑料材質(zhì)外殼,這導(dǎo)致了換能器聲阻抗匹配不佳,造成其輸出回波信號(hào)的波形有所畸變。為此,首先對(duì)該型號(hào)的換能器進(jìn)行測(cè)試,分析其回波信號(hào)的特點(diǎn),以便采用合適的信號(hào)處理方法。

2.1.1 回波信號(hào)采集

為采集耐高壓換能器不同流量下回波信號(hào)的數(shù)據(jù),搭建回波信號(hào)采集系統(tǒng),主要由換能器、流量管、激勵(lì)模塊、回波調(diào)理模塊、信號(hào)處理模塊和上位機(jī)組成,如圖1所示。其中,激勵(lì)模塊由MOSFET驅(qū)動(dòng)電路、MOSFET升壓電路和激勵(lì)選通電路組成,對(duì)STM32L476發(fā)出的激勵(lì)信號(hào)進(jìn)行放大,并將放大后的激勵(lì)信號(hào)作用到對(duì)應(yīng)的換能器上。回波調(diào)理模塊由回波選通電路、一級(jí)放大電路、帶通濾波電路和二級(jí)放大電路組成,對(duì)換能器接收的回波信號(hào)進(jìn)行放大濾波。信號(hào)處理模塊由STM32L476芯片上的PWM、GPIO、ADC和USART模塊組成,產(chǎn)生激勵(lì)信號(hào)、選通發(fā)送控制和采集回波信號(hào)并上傳到上位機(jī)。

圖1 回波信號(hào)采集實(shí)驗(yàn)裝置

2.1.2 回波信號(hào)預(yù)處理

為了對(duì)采集的數(shù)據(jù)進(jìn)行有效的離線處理,分析回波信號(hào)區(qū)域的一致性,需對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)處理。

1)軟件濾波。為進(jìn)一步濾除回波信號(hào)中的噪聲,采用MATLAB編寫(xiě)濾波程序,濾波器為二階帶通濾波器,中心頻率為200 kHz,帶寬為100 kHz。

2)數(shù)據(jù)平均和幅值歸一化。為消除異常數(shù)據(jù)干擾,對(duì)多組數(shù)據(jù)相同采樣點(diǎn)位置的幅值進(jìn)行平均，得到一組平均后的回波信號(hào)數(shù)據(jù),并根據(jù)其幅值的最大絕對(duì)值，進(jìn)行歸一化處理，歸一化后數(shù)據(jù)的幅值在-1和+1之間。

3)峰值點(diǎn)確定和回波包絡(luò)線繪制。為確定回波信號(hào)采樣點(diǎn)幅值變化的整體趨勢(shì),通過(guò)峰值點(diǎn)幅值變化來(lái)表征采樣點(diǎn)幅值變化的整體趨勢(shì)。為此,根據(jù)不同流量下回波形信號(hào)正負(fù)峰值點(diǎn)，繪制其回波包絡(luò)線，分別得到歸一化后的回波信號(hào)和回波信號(hào)包絡(luò)線,如圖2所示。

2.1.3 回波信號(hào)特點(diǎn)

為尋找穩(wěn)定的特征點(diǎn),必須選擇波形一致性好的特征點(diǎn)區(qū)域。因此,先分析在回波信號(hào)中適合選取特征點(diǎn)的區(qū)域(特征段),再分析特征段的峰值點(diǎn)特點(diǎn),從而提出相應(yīng)的信號(hào)處理方法。

根據(jù)回波信號(hào)的幅值變化趨勢(shì)將其分為3段,分別為噪聲段、回波信號(hào)上升段和回波信號(hào)下降段,并對(duì)每段采樣點(diǎn)位置范圍和幅值特點(diǎn)進(jìn)行分析,從而確定合適的特征段。1)采樣點(diǎn)在0～600點(diǎn)左右為回波信號(hào)噪聲段。由于受噪聲干擾,噪聲段的采樣點(diǎn)歸一化后的幅值呈上下波動(dòng)狀態(tài),且隨著流量的增大,噪聲段干擾逐漸增大。2)采樣點(diǎn)在600～772點(diǎn)附近為回波信號(hào)上升段。該段不僅峰值點(diǎn)的幅值上升較快,而且相鄰峰值點(diǎn)幅值相差較大,區(qū)分度較高。3)采樣點(diǎn)在772～2 048點(diǎn)附近為回波信號(hào)下降段。在該段內(nèi),不同流量下回波信號(hào)出現(xiàn)的極大峰值點(diǎn)個(gè)數(shù)不相同,位置也沒(méi)有規(guī)律,即波形一致性較差。因此,只能將回波信號(hào)上升段作為特征段,以便尋找合適的特征點(diǎn)。

為提出合適的信號(hào)處理方法,需對(duì)特征段的峰值點(diǎn)的橫縱坐標(biāo)進(jìn)行定量分析,才能找出穩(wěn)定的特征點(diǎn)。對(duì)采集的50組回波信號(hào)進(jìn)行帶通濾波和歸一化處理，并尋找包括最大峰值點(diǎn)在內(nèi)的6個(gè)峰值點(diǎn),如圖3所示。

圖3 不同流量下特征段峰值點(diǎn)分布

特征峰值點(diǎn)有以下特點(diǎn):

1)大流量下,在回波信號(hào)特征段峰值點(diǎn)分布區(qū)域中,橫坐標(biāo)波動(dòng)范圍較小,而縱坐標(biāo)波動(dòng)范圍較大。

2)隨著流量增大,回波信號(hào)特征段峰值點(diǎn)的幅值逐漸降低,但幅值變化趨勢(shì)具有一致性,該趨勢(shì)可用峰值點(diǎn)幅值的中心軸線隨流量變化的趨勢(shì)來(lái)定性表示,如圖3虛線框中心虛線所示,該趨勢(shì)為一條斜率為負(fù)的直線。

為尋找穩(wěn)定的特征點(diǎn),提高測(cè)量精度,采用的信號(hào)處理方法應(yīng)盡可能利用峰值點(diǎn)橫坐標(biāo)而避免使用峰值點(diǎn)縱坐標(biāo)尋找特征點(diǎn),即依據(jù)峰值點(diǎn)的橫坐標(biāo)(采樣點(diǎn)的位置)信息來(lái)定位特征點(diǎn)。同時(shí),結(jié)合特征段峰值點(diǎn)幅值變化趨勢(shì)具有一致性的特征,可對(duì)不同的采樣點(diǎn)位置設(shè)置不同的閾值,從而克服峰值點(diǎn)的幅值波動(dòng)?；诖?提出動(dòng)態(tài)可變閾值和過(guò)零檢測(cè)的信號(hào)處理方法來(lái)處理耐高壓換能器輸出的回波信號(hào)。

2.2 信號(hào)處理算法研究

由于回波信號(hào)特征段峰值點(diǎn)幅值區(qū)分度較高,對(duì)應(yīng)橫坐標(biāo)波動(dòng)較小;隨著流量越大,峰值點(diǎn)集的中心位置的幅值衰減趨勢(shì)一致。為此,提出動(dòng)態(tài)可變閾值和過(guò)零檢測(cè)的信號(hào)處理方法,可根據(jù)不同的采樣點(diǎn)位置設(shè)置不同的閾值,在大流量下可準(zhǔn)確找到對(duì)應(yīng)的特征點(diǎn)。該方法可進(jìn)一步提高可變閾值方法識(shí)別特征點(diǎn)的準(zhǔn)確性[12]。動(dòng)態(tài)可變閾值和過(guò)零檢測(cè)的信號(hào)處理方法尋找回波信號(hào)的特征點(diǎn),必須先采集數(shù)據(jù)和進(jìn)行數(shù)據(jù)預(yù)處理,再根據(jù)特征段峰值點(diǎn)分布來(lái)去確定動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)。最后,在每次實(shí)際測(cè)量中,通過(guò)尋找到大于或者等于動(dòng)態(tài)可變閾值后的第1個(gè)的采樣點(diǎn),從而定位特征波,并將該特征波的負(fù)斜率的過(guò)零點(diǎn)作為特征點(diǎn)。

2.2.1 動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)確定

動(dòng)態(tài)可變閾值和過(guò)零檢測(cè)的信號(hào)處理方法實(shí)現(xiàn)的重要環(huán)節(jié)之一就是如何確定動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)。隨著流量增大,峰值點(diǎn)集的中心位置的幅值衰減趨勢(shì)一致,如圖4所示,可使用動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)來(lái)區(qū)分峰值點(diǎn)集,此時(shí)動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)為斜率為負(fù)的一次函數(shù):y′=kx+b。

圖4 動(dòng)態(tài)可變閾值示意圖

為確定動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)的參數(shù)k和b,需要進(jìn)行下述計(jì)算步驟:

1)采集數(shù)據(jù)和數(shù)據(jù)預(yù)處理。通過(guò)STM32芯片的內(nèi)置ADC采集不同流量下的各50組回波信號(hào)數(shù)據(jù),再通過(guò)USART模塊上傳到上位機(jī)中;數(shù)據(jù)預(yù)處理主要指數(shù)據(jù)濾波、幅值歸一化和提取峰值點(diǎn)。先將各流量下的回波信號(hào)數(shù)據(jù)進(jìn)行零相位濾波,然后對(duì)濾波后的信號(hào)做歸一化處理,最后,以每組歸一化后的回波信號(hào)數(shù)據(jù)的最大值為基準(zhǔn),尋找回波信號(hào)特征段6個(gè)峰值點(diǎn)。

3)確定動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)的參數(shù)。通過(guò)動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)的定位點(diǎn):m(x5,y5)和n(x6,y6),可計(jì)算出方程y′=kx+b中的未知參數(shù),其中參數(shù)具體計(jì)算:

則通過(guò)該方程可求得在任意采樣點(diǎn)位置處所對(duì)應(yīng)的閾值。

2.2.2 特征點(diǎn)確定

當(dāng)確定動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù),可對(duì)不同的采樣點(diǎn)設(shè)定不同的閾值,通過(guò)尋找大于或等于閾值后的第1個(gè)采樣點(diǎn)所定位的特征波,進(jìn)而確定特征點(diǎn)。以 0 m3/h流量下的一組回波信號(hào)數(shù)據(jù)為例,介紹如何確定特征點(diǎn),如圖5所示。

圖5 特征波和特征點(diǎn)位置圖

根據(jù)動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)確定的回波信號(hào)特征點(diǎn):

1)數(shù)據(jù)截取和濾波。先對(duì)采集的2 048點(diǎn)回波信號(hào)進(jìn)行有用信號(hào)截取,截取的原則是:首先尋找 2 048點(diǎn)數(shù)據(jù)的最大幅值點(diǎn),以該點(diǎn)為基準(zhǔn),向前取511點(diǎn)數(shù)據(jù),向后取512點(diǎn)數(shù)據(jù),加上最大值點(diǎn)則共截取1 024點(diǎn);若最大值點(diǎn)之前的數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)少于511點(diǎn),則截取2 048點(diǎn)數(shù)據(jù)的前1 024點(diǎn);若最大值點(diǎn)之后的數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)小于512點(diǎn),則截取2 048點(diǎn)數(shù)據(jù)的后1 024點(diǎn),再對(duì)截取數(shù)據(jù)進(jìn)行零相位濾波。由于圖5所確定的動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)是針對(duì)未截取前2 048點(diǎn)數(shù)據(jù)所計(jì)算得到的,而數(shù)據(jù)截取前后采樣點(diǎn)的位置發(fā)生了改變。因此,為了修正數(shù)據(jù)截取前后采樣點(diǎn)的位置,根據(jù)上述截取的原則,可以計(jì)算出有用信號(hào)前還有p個(gè)采樣點(diǎn),則數(shù)據(jù)截取的起始標(biāo)志位記為p;有用信號(hào)的最大幅值點(diǎn)對(duì)應(yīng)的幅值記為Amax。

3)特征波和特征點(diǎn)的確定。由圖5可得,整個(gè)回波信號(hào)的采樣點(diǎn)中,在采樣點(diǎn)A以及其之前采樣點(diǎn)的幅值均小于對(duì)應(yīng)的采樣點(diǎn)的閾值。當(dāng)比較進(jìn)行到采樣點(diǎn)B時(shí),采樣點(diǎn)B是第1個(gè)幅值大于或等于該采樣點(diǎn)閾值的點(diǎn),從而將該點(diǎn)所在的波記為特征波,再利用線性插值求出特征波對(duì)應(yīng)的負(fù)斜率過(guò)零點(diǎn),將其稱(chēng)為回波信號(hào)的特征點(diǎn)。

2.3 信號(hào)處理結(jié)果

為驗(yàn)證動(dòng)態(tài)可變閾值和過(guò)零檢測(cè)尋找特征點(diǎn)的準(zhǔn)確性,通過(guò)計(jì)算所尋找特征點(diǎn)的正確率,來(lái)驗(yàn)證算法的有效性。對(duì)不同流量下的50組數(shù)據(jù)進(jìn)行動(dòng)態(tài)可變閾值方法處理,最終計(jì)算得到不同流量下拾取特征點(diǎn)的正確率。動(dòng)態(tài)可變閾值和過(guò)零檢測(cè)的信號(hào)處理方法在0～420 m3/h范圍內(nèi),拾取特征點(diǎn)正確率均達(dá)到100%。因此,針對(duì)耐高壓的換能器,基于采樣點(diǎn)位置提出的動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù),能夠有效地克服因幅值波動(dòng)造成的特征點(diǎn)拾取錯(cuò)誤,這不僅有效地提高系統(tǒng)的抗干擾能力和儀表的精度,也拓展可變閾值方法的測(cè)量上限[12]。

3 系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)與測(cè)試

為實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)低功耗,系統(tǒng)設(shè)計(jì)所采用的芯片必須是低功耗芯片。雖然DSP擁有強(qiáng)大指令集使得采用數(shù)字信號(hào)處理算法后,系統(tǒng)運(yùn)行較快;FPGA內(nèi)部豐富的硬件資源配合并行處理可實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)的時(shí)序控制,但是DSP和FPGA都具有很高的工作頻率,會(huì)造成功耗過(guò)高[13,14]。同時(shí),若采用基于低功耗單片機(jī)配合時(shí)間測(cè)量芯片設(shè)計(jì)方案,則單片機(jī)無(wú)法實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)處理方法,系統(tǒng)的精度無(wú)法保證。為此,所設(shè)計(jì)系統(tǒng)既需滿(mǎn)足低功耗需求,也需符合精度要求。因此,選用ST公司生產(chǎn)超低功耗芯片STM32L476。該芯片做浮點(diǎn)運(yùn)算速度較快,功耗較低。同時(shí),該款芯片內(nèi)部自帶12位ADC可滿(mǎn)足測(cè)量精度的需求;采用高級(jí)定時(shí)器可實(shí)現(xiàn)發(fā)送200 kHz激勵(lì)信號(hào)的頻率要求。但僅采用該款單片機(jī),所研制的低功耗系統(tǒng)還需要解決以下2個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題:

1)由于芯片內(nèi)部PWM模塊只能發(fā)送多路單極性方波,且MOSFET電路內(nèi)部的PMOS和NMOS會(huì)對(duì)激勵(lì)信號(hào)生成和導(dǎo)通時(shí)刻有嚴(yán)格要求,因此,要想產(chǎn)生合適的激勵(lì)信號(hào),需避免兩路單極性方波使PMOS和NMOS同時(shí)導(dǎo)通。

2)在低功耗模式下,直接對(duì)RTC時(shí)鐘進(jìn)行分頻,產(chǎn)生脈沖上傳誤差很大,須對(duì)脈沖上傳方式進(jìn)行重新設(shè)計(jì)。

為此,在算法上,當(dāng)在PWM模塊發(fā)送激勵(lì)信號(hào)時(shí),對(duì)兩路PWM波設(shè)置合適的初始和結(jié)束電平、死區(qū)時(shí)間和對(duì)稱(chēng)模式,這樣才能進(jìn)行有效地產(chǎn)生雙極性方波,從而激勵(lì)換能器產(chǎn)生高質(zhì)量的回波信號(hào);在脈沖上傳方面,通過(guò)采用脈沖累積發(fā)送和最優(yōu)脈沖分頻相結(jié)合的脈沖輸出方式,減小了脈沖輸出的誤差。同時(shí),對(duì)所設(shè)計(jì)系統(tǒng)進(jìn)行氣體標(biāo)定試驗(yàn)以驗(yàn)證系統(tǒng)精度指標(biāo),并給出系統(tǒng)工作時(shí)的功耗分析以考量低功耗指標(biāo)。

3.1 系統(tǒng)方案

設(shè)計(jì)基于STM32芯片的低功耗變送器系統(tǒng),系統(tǒng)硬件主要分為模擬板電路和基于STM32的數(shù)字信號(hào)處理電路。其中,模擬板電路主要由驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成和MOSFET放大電路、回波調(diào)理與采集電路、人機(jī)接口通訊和電源管理模塊組成,主要完成調(diào)制與生成激勵(lì)、調(diào)理回波信號(hào)和電壓轉(zhuǎn)換等功能。基于STM32的數(shù)字信號(hào)處理電路主要由STM32最小系統(tǒng)電路和液晶顯示電路等組成,主要完成發(fā)送激勵(lì)、采集數(shù)據(jù)、數(shù)據(jù)處理、計(jì)算流量和液晶顯示功能等。系統(tǒng)硬件框圖如圖6所示。

圖6 系統(tǒng)硬件框圖

系統(tǒng)的主要工作流程為:1)系統(tǒng)上電后,STM32系統(tǒng)進(jìn)行初始化,然后進(jìn)行聲道配置,發(fā)送完激勵(lì)后,通過(guò)選通發(fā)射和接收換能器通道,等待一定的延時(shí),開(kāi)始采集回波信號(hào)。2)對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行截取、濾波等預(yù)處理,根據(jù)動(dòng)態(tài)可變閾值和過(guò)零檢測(cè)的數(shù)字信號(hào)處理方法計(jì)算順、逆流的傳播時(shí)間,進(jìn)而得到傳播時(shí)間差。其中,在一個(gè)測(cè)量周期內(nèi)對(duì)流量進(jìn)行10次測(cè)量(約為0.1 s)。3)對(duì)多組傳播時(shí)間差進(jìn)行剔除異常值、取均值等處理,得到最終的瞬時(shí)流量和累積流量。4)完成10次測(cè)量進(jìn)入低功耗模式,此時(shí)STM32僅通過(guò)外部RTC時(shí)鐘進(jìn)行脈沖輸出,不進(jìn)行流量測(cè)量。5)當(dāng)程序進(jìn)入低功耗模式等待0.9 s時(shí),此時(shí)實(shí)時(shí)時(shí)鐘RTC控制的1次/s的定時(shí)中斷喚醒程序,算法循環(huán)執(zhí)行步驟2)～步驟5)。

3.2 新的激勵(lì)模式

為選擇合適的激勵(lì)信號(hào)和盡可能降低系統(tǒng)的激勵(lì)功耗,通常采用正弦波或者方波作為激勵(lì)信號(hào)較佳[15],但是,由于正弦波實(shí)現(xiàn)的效果依賴(lài)定時(shí)器的頻率高低,因此,選擇方波信號(hào)作為激勵(lì)信號(hào)。同時(shí),所發(fā)送的激勵(lì)信號(hào)必須要先經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)和升壓電路,才能滿(mǎn)足激勵(lì)換能器的電壓需求(40 V),對(duì)此,采用MOSFET驅(qū)動(dòng)和升壓電路提升激勵(lì)信號(hào)的驅(qū)動(dòng)能力。該方案避免采用變壓器升壓造成過(guò)高功耗,但設(shè)置PWM模塊發(fā)送激勵(lì)信號(hào)時(shí),必須要考慮MSOFET內(nèi)部的PMOS和NMOS導(dǎo)通時(shí)刻,以防止因同時(shí)導(dǎo)通,瞬時(shí)電流過(guò)大而燒毀電路[16]。為此,需對(duì)兩路PWM波設(shè)置合適的初始和結(jié)束電平、死區(qū)時(shí)間和對(duì)稱(chēng)模式。

將STM32芯片的高級(jí)定時(shí)器8配置成PWM主從模式,配置PWM方波個(gè)數(shù)為5,頻率為200 kHz。為防止未輸出雙極性方波信號(hào)而器件已導(dǎo)通的發(fā)生,通過(guò)配置高級(jí)定時(shí)器8的比較使能寄存器,強(qiáng)制拉低主路PWM方波終止時(shí)刻后的電平,當(dāng)主路發(fā)完5個(gè)PWM方波后,通過(guò)將高級(jí)定時(shí)器8的比較使能寄存器的相應(yīng)位置1,強(qiáng)制其輸出低電平。為防止PMOS和NMOS會(huì)同時(shí)導(dǎo)通,通過(guò)調(diào)節(jié)兩路單極性PWM方波的死區(qū)時(shí)間來(lái)同時(shí)改變兩路PWM方波的占空比,通過(guò)配置高級(jí)定時(shí)器8的控制寄存器相應(yīng)位,將輸出的兩路PWM波設(shè)置為中心對(duì)稱(chēng)模式,再配置高級(jí)定時(shí)器8的死區(qū)寄存器的相應(yīng)位,將死區(qū)時(shí)間設(shè)為0.04 μs,如圖7所示。

圖7 兩路PWM方波的對(duì)稱(chēng)模式和死區(qū)時(shí)間示意圖

此時(shí),主路和從路PWM波的占空比分別為49.8%和51.4%,通過(guò)設(shè)置死區(qū)可有效地避免芯片中的PMOS和NMOS同時(shí)導(dǎo)通,最終,兩路單極性PWM波經(jīng)過(guò)MOSFET電路后可調(diào)制生成雙極性方波,如圖9所示。通過(guò)新的激勵(lì)方式產(chǎn)生的雙極性方波比直接輸出單極性方波,可降低一半激勵(lì)功耗。

圖8 兩路帶死區(qū)的單極性PWM方波及雙極性方波示意圖

3.3 脈沖上傳方式

為提高儀表的測(cè)量精度,脈沖上傳方式需解決因未累計(jì)脈沖發(fā)送和因時(shí)鐘頻率過(guò)低造成較大脈沖誤差[17]。這是由于標(biāo)定過(guò)程中常用脈沖個(gè)數(shù)來(lái)計(jì)算實(shí)際流量、誤差以及重復(fù)性等參數(shù),設(shè)計(jì)合適的脈沖上傳方式直接影響儀表的測(cè)量精度。通過(guò)特征點(diǎn)位置可以確定順逆流傳播時(shí)間,計(jì)算出相應(yīng)的流量,再根據(jù)當(dāng)前流量值乘以脈沖當(dāng)量,得到當(dāng)前需要上傳的脈沖個(gè)數(shù)。

STM32L476具有4種工作模式(運(yùn)行模式、睡眠模式、停止模式、待機(jī)模式,對(duì)應(yīng)的電流為 100 μA、430 nA、130 nA和30 nA),結(jié)合所設(shè)計(jì)氣體超聲波流量計(jì),進(jìn)入低功耗模式后,仍需要上傳脈沖這一特點(diǎn),選擇停止模式作為本設(shè)計(jì)的低功耗模式。因?yàn)樵谕Ｖ鼓Ｊ较?所有I/O引腳狀態(tài)與運(yùn)行模式一致,所有時(shí)鐘和普通定時(shí)器均停止運(yùn)行,而低功耗定時(shí)器(實(shí)時(shí)時(shí)鐘RTC,僅為32.768 kHz)處于運(yùn)行狀態(tài)。

針對(duì)脈沖上傳方式,為降低儀表脈沖輸出誤差,需將上1 s未發(fā)完的脈沖進(jìn)行累計(jì)發(fā)送;為減小標(biāo)定測(cè)試中第1秒和最后1秒因無(wú)法累計(jì)脈沖而造成的誤差,設(shè)計(jì)最優(yōu)脈沖分頻系數(shù)的方法來(lái)提高的測(cè)量精度。因此,提出脈沖累計(jì)發(fā)送與最優(yōu)脈沖分頻系數(shù)相結(jié)合的方法,來(lái)減小脈沖輸出產(chǎn)生的誤差,脈沖上傳算法流程如圖9所示。

圖9 脈沖上傳算法流程圖

具體算法流程為:

1)定義上1 s未上傳的脈沖個(gè)數(shù)為NL,在系統(tǒng)初始化時(shí)該值為0,當(dāng)前1 s需要上傳脈沖個(gè)數(shù)為NR,該值通過(guò)將這1 s內(nèi)的流量值與脈沖當(dāng)量相乘得到的。因此,本次需上傳的總脈沖數(shù)Nt=NL+NR,不僅將當(dāng)前1 s需要上傳的脈沖個(gè)數(shù)NR進(jìn)行上傳,還將上1 s未上傳的NL個(gè)脈沖累計(jì)發(fā)送。

2)由于PWM的頻率是由實(shí)時(shí)時(shí)鐘分頻得到的,且分頻系數(shù)為整數(shù),先計(jì)算假定分頻系數(shù)為:

(1)

式中:fRTC為時(shí)鐘RTC的頻率;k為分頻系數(shù);[*]表示取整。

4)當(dāng)確定最優(yōu)脈沖分頻系數(shù)后,得出本次未上傳的脈沖數(shù)NL=Nt-Nk,結(jié)合下1秒計(jì)算得到的需要上傳脈沖個(gè)數(shù)NR,進(jìn)行再次執(zhí)行步驟1～步驟4。

3.4 標(biāo)定實(shí)驗(yàn)與功耗分析

3.4.1 標(biāo)定實(shí)驗(yàn)

為了考核單聲道氣體超聲波流量計(jì)的測(cè)量精度,在具備氣體流量標(biāo)定資質(zhì)的重慶川儀自動(dòng)化股份有限公司進(jìn)行了音速?lài)娮鞓?biāo)定實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)采用負(fù)壓式標(biāo)準(zhǔn)表法標(biāo)定裝置對(duì)研制的單聲道氣體超聲波流量計(jì)進(jìn)行實(shí)流標(biāo)定,整體裝置的不確定度為0.3級(jí),將被檢氣體超聲波流量計(jì)標(biāo)準(zhǔn)脈沖系數(shù)(脈沖當(dāng)量)設(shè)置為15 000脈沖/m3,氣體標(biāo)定現(xiàn)場(chǎng)如圖10所示。

圖10 氣體標(biāo)定現(xiàn)場(chǎng)

氣體標(biāo)定實(shí)驗(yàn)裝置主要由音速?lài)娮臁⒈粰z表測(cè)試設(shè)備和上位機(jī)組成,被檢表包括搭配超聲換能器的縮徑管道和課題組研制的變送器,標(biāo)定裝置的原理圖如圖11所示。整個(gè)標(biāo)定流程按照文獻(xiàn)[18]規(guī)定的的相關(guān)要求進(jìn)行標(biāo)定。

圖11 標(biāo)定裝置原理圖

1)通道傳播時(shí)間和零點(diǎn)修正。先對(duì)被檢表嚴(yán)格按照安裝標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行安裝,使得管道兩端密封,被檢表運(yùn)行固定時(shí)間后,通過(guò)Keil軟件調(diào)試界面分別讀取該段時(shí)間內(nèi)單聲道順逆流傳播時(shí)間平均值。同時(shí),根據(jù)聲道長(zhǎng)度以及聲速計(jì)算出流量為0 m3/h流量下理論聲道傳播時(shí)間,將讀取的順逆流聲道傳播時(shí)間分別減去理論聲道傳播時(shí)間,得到傳播時(shí)間修正值,將該差值寫(xiě)入Keil軟件相應(yīng)的數(shù)組中,完成聲道傳播時(shí)間修正。再根據(jù)0 m3/h流量下被檢表在一段時(shí)間內(nèi)輸出的累積流量,獲得被檢表的每秒輸出的平均誤差,填入相應(yīng)數(shù)組完成零點(diǎn)修正。

2)儀表系數(shù)修正。將標(biāo)定設(shè)備的流量調(diào)至200 m3/h。在該流量點(diǎn)連續(xù)測(cè)試3次,每次標(biāo)定時(shí)間為100 s。根據(jù)標(biāo)定裝置的儀表系數(shù)與測(cè)得的被檢表的儀表系數(shù)之比,得到初步的被檢表的系數(shù)K,寫(xiě)入程序中。

3)第1輪標(biāo)定實(shí)驗(yàn)。依次在20,40,100,200,420 m3/h這5個(gè)流量點(diǎn)進(jìn)行標(biāo)定實(shí)驗(yàn)。每個(gè)流量點(diǎn)測(cè)試3次,每次100 s,得到被檢表在不同流量下的脈沖系數(shù)Ki,i=1,2,…,5。將被檢表脈沖系數(shù)Ki與標(biāo)準(zhǔn)表脈沖系數(shù)K進(jìn)行比較,得到被檢表在各個(gè)流量點(diǎn)下的測(cè)量誤差ei。

(2)

根據(jù)各個(gè)流量點(diǎn)的測(cè)量誤差ei,以及管道內(nèi)氣體流量值Qi,通過(guò)分段線性化修正的方法,得出被檢表在20～420 m3/h范圍內(nèi)的相對(duì)測(cè)量誤差e,如式(3)所示。

(3)

根據(jù)相對(duì)測(cè)量誤差e對(duì)被檢表測(cè)量的流量結(jié)果進(jìn)行實(shí)時(shí)修正,得到流量準(zhǔn)確值Qs。

Qs=(1-e)×Q

(4)

4)第2輪標(biāo)定實(shí)驗(yàn)。對(duì)被檢表的誤差進(jìn)行線性修正后,需要再進(jìn)行一輪完整的流量測(cè)量實(shí)驗(yàn),來(lái)確定修正后的被檢表的性能。耐高壓換能器標(biāo)定流量范圍為20～400 m3/h,根據(jù)標(biāo)定規(guī)程,選擇4個(gè)標(biāo)定點(diǎn)分別為Qmin(最小流量20 m3/h)、Qt(轉(zhuǎn)折流量40 m3/h)、0.4Qmin(0.4倍最大流量168 m3/h)和Qmax(最大流量420 m3/h),對(duì)單聲道氣體超聲波流量計(jì)進(jìn)行標(biāo)定,結(jié)果如表1所示。

表1 重慶川儀氣體標(biāo)定結(jié)果

超聲流量計(jì)檢定規(guī)程要求氣體流量范圍不小于3 m/s(由于管道進(jìn)行縮徑,對(duì)應(yīng)轉(zhuǎn)折流量約40 m3/h)時(shí),1級(jí)精度氣體超聲波流量計(jì)示值誤差小于 ±1.0%,重復(fù)性誤差小于0.20%;流量范圍小于 3 m/s 時(shí),示值誤差小于±2%,重復(fù)性誤差小于0.40%。標(biāo)定結(jié)果表明:單聲道氣體超聲波流量計(jì)最大示值誤差為0.42%,最大重復(fù)性誤差為0.34%,滿(mǎn)足文獻(xiàn)[18]規(guī)定的1級(jí)精度氣體超聲波流量計(jì)的性能指標(biāo)。

3.4.2 功耗分析

低功耗氣體超聲波流量計(jì)的供電電壓Vs=3.7 V,通過(guò)實(shí)際測(cè)試得到,在運(yùn)行模式下的電流I1=24 mA,停止模式下電流I2=4 mA,電流隨測(cè)量時(shí)間的變化過(guò)程,如圖12所示。

圖12 時(shí)間和電流變化過(guò)程圖

因此,系統(tǒng)每秒的平均功耗:

(5)

式中：T1和T2分別為運(yùn)行模式的時(shí)間和停止模式的時(shí)間。

而基于DSP和FPGA雙核心氣體超聲波流量計(jì),在上電后,正常工作狀態(tài)下電壓電流數(shù)值為 4.989 V 和454 mA,系統(tǒng)每1 s平均功耗為2.27 W[13,14]。因此本設(shè)計(jì)研制的低功耗氣體超聲波流量計(jì),在測(cè)量精度不改變的前提下,功耗降低為雙核心系統(tǒng)的1/100,且當(dāng)流量長(zhǎng)時(shí)間處于穩(wěn)定狀態(tài)時(shí),可以進(jìn)一步縮短運(yùn)行模式的時(shí)間,加長(zhǎng)停止模式的時(shí)間,從而進(jìn)一步降低功耗。

4 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)國(guó)產(chǎn)耐高壓換能器回波信號(hào)質(zhì)量較差的問(wèn)題,從回波信號(hào)時(shí)域波形角度,通過(guò)分析噪聲段、回波信號(hào)上升段和回波信號(hào)下降段的波形是否具有一致性,得出采用回波信號(hào)上升段作為特征段最佳;同時(shí),對(duì)特征段峰值點(diǎn)的橫縱坐標(biāo)的波動(dòng)范圍進(jìn)行定量分析,得出在大流量下橫坐標(biāo)波動(dòng)范圍小于縱坐標(biāo);通過(guò)分析峰值點(diǎn)集的幅值變化,得出其中心位置的幅值衰減具有一致性,為采用適合的信號(hào)處理方法提供了依據(jù)。

為了進(jìn)一步克服在大流量下特征峰值點(diǎn)幅值波動(dòng)嚴(yán)重的問(wèn)題,保證拾取特征點(diǎn)的正確率,提出動(dòng)態(tài)可變閾值和過(guò)零檢測(cè)信號(hào)處理算法。根據(jù)峰值點(diǎn)集合的分布,在最小流量和最大流量下,尋找對(duì)應(yīng)的最大幅值點(diǎn)和最小幅值點(diǎn),從而確定動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù)的定位點(diǎn),得出動(dòng)態(tài)可變閾值函數(shù),再尋找第一個(gè)幅值大于或等于該采樣點(diǎn)閾值的點(diǎn),從而定位特征波,最終利用線性插值求出特征波對(duì)應(yīng)的負(fù)斜率過(guò)零點(diǎn),將其作為回波信號(hào)的特征點(diǎn)來(lái)進(jìn)一步計(jì)算流量。

采用STM32單片機(jī)研制低功耗超聲波流量變送器,既克服了用DSP和FPGA雙核心實(shí)現(xiàn)算法的高功耗問(wèn)題,也解決了用計(jì)時(shí)芯片無(wú)法實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)處理算法,且無(wú)法解決回波信號(hào)質(zhì)量差的問(wèn)題。在此基礎(chǔ)上,通過(guò)提出新的激勵(lì)方式降低系統(tǒng)的功耗,同時(shí),通過(guò)累計(jì)脈沖發(fā)送與最優(yōu)脈沖分頻系數(shù)相結(jié)合的方式,使得脈沖輸出誤差不超過(guò)0.1%。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,該氣體超聲波流量計(jì)滿(mǎn)足JJG 1030—2007《超聲波流量計(jì)檢定規(guī)程》對(duì)1級(jí)精度氣體超聲波流量計(jì)的性能指標(biāo),達(dá)到日本愛(ài)知時(shí)計(jì)同類(lèi)型產(chǎn)品相同的測(cè)量精度,且量程比是它的兩倍[8]。目前,本研制系統(tǒng)功耗是22.2 mW,與雙核心變送器功耗2.27 W相比,已大幅度降低系統(tǒng)的功耗。今后將優(yōu)化電路結(jié)構(gòu)來(lái)進(jìn)一步降低功耗。

感謝重慶川儀自動(dòng)化股份有限公司提供實(shí)驗(yàn)條件!